高頻移相全橋軟開關的實現

姜棋倡

（上海電力大學 電子與信息工程學院，上海 200090）

由于能夠實現電氣的隔離、功率密度高、易實現軟開關降低功率損耗等優點，ZVS-PSFB（移相全橋）變換器被廣泛應用在各種大功率開關電源場合[1]。本文在小信號模型的基礎上，分析了PSFB 變換器的工作狀態，推導出擾動下的小信號模型，對其分析死區時間對軟開關范圍和有效占空比對PSFB 變換器的影響，實現了寬范圍的軟開關功能。最后搭載了樣機，驗證了理論的正確性。

1 ZVS 移相全橋變換器的工作原理及等效小信號模型

移相控制ZVS-PWM 移相全橋變換器的電路結構如圖1 所示，開關管Q1，Q2為超前橋臂開關管，Q3，Q4滯后橋臂開關管。D1～D4續流二極管，C1～C4為開關管的寄生電容或外接電容。Lr為變壓器的漏感，也是變換器的諧振電感。L，C為濾波電感和濾波電容，R為輸出負載。Vin和Vout分別為輸入電壓和負載輸出電壓，IL為濾波電感電流。

圖1 PSFB 變換器電路結構

假設元器件都是理想的C1＝C2=Chead，C3＝C4=Cback，L<

圖2 移相波形圖

由于后6 個時態與前6 個模態對稱，這里只對前6個運行模態分析。

開關模式1（t0～t1），原邊Q1，Q4正向導通，原邊電流il正向增加.

開關模式2（t1～t2），正半周鉗位續流，開關管Q1實現零電壓關斷。

開關模式3（t2～t3），鉗位二極管D2導通，開關管Q2實現零電壓導通，原邊電流開始下降。

開關模式4（t3～t4），Q2關斷后，后橋臂開始諧振過程。

開關模式5（t4～t5），鉗位二極管D3導通，開關管Q3實現零電壓導通。初級電流不足以向負載供電，開始過零，并反向增長。

開關模式6（t5～t6），原邊Q2，Q3反向導通，原邊電流反向增加。

PSFB 的小信號模型與BUCK 變換器類似，通過文獻[3]得到其小信號等效電路圖如圖3 所示。

圖3 PSFB 小信號模型等效電路

由于變壓器漏感Lr的存在，會使得副邊電壓出現占空比丟失的問題，使得移相調壓為非線性系統。設有效占空比為Deff，移相占空比為D，丟失占空比為△D。

2 軟開關對有效占空比的影響

要實現PSFB 的軟開關，各開關管需要在驅動信號到之前導通，通過寄生電容或外接電容C1～C4將開關管Q1～Q4的電壓降為零。當超前臂相較于滯后臂更容易實現軟開關，而滯后臂實現軟開關需要變壓器漏感Lr儲存的電量大于電容C1～C4的電量，需滿足公式（2）：

Io1，Io2為超前臂和滯后臂關斷時的電流值，UC為電容電壓。即：

由開關Q2關斷為例，開關模式4 下，后橋臂的諧振過程。此時原邊電流Io和橋臂中點VAB兩端的電壓為：

圖4 橋臂電壓的導通波形

圖中各時刻與圖2 一致，t3為Q4關斷時刻，t'3為D3的導通時刻，t4為D3的關斷時刻，t5為諧振完成時刻，ton為Q3的導通時刻，其導通時間由死區Tdead決定。由圖可以看出不同的Tdead會對輸出電壓VAB產生較大的影響。通過文獻[4]可以得到有t3

PSFB 的每個開關管同時滿足式（2）、（4）和（5）時，方可實現在死區時間內，完成諧振過程，實現軟開關。

3 實驗仿真及實驗驗證

實驗的設計方案的參數如下：Vin=50 V，Vout=15 V，Lr=1.1e-5H，Chead=Cback=2.2e-8F，L=1e-3H，C=1.32e-3F，K=2，R=20 Ω。

在開關頻率f=20 kHz 下，PSFB 移相全橋滯后臂的軟開關的波形如圖5 所示，在開關管的驅動脈沖上升沿到來之前，開關管上的電壓已經降為零，這表明在死區諧振期間內電流已完成對管子并聯電容的充電，開關管在此運行狀況下實現零電壓開通，而超前臂諧振時輸出電流一定大于滯后臂，在此情況下，超前臂同樣可以實現ZVS。圖6 為不同開關頻率下的軟開關狀態，由圖可以看出，在高頻狀態下PSFB 變換器依然可以實現軟開關。

圖5 20 kHz 下的滯后臂軟開關圖

圖6 不同開關頻率下的滯后臂軟開關圖

4 結論

通過對移相全橋的工作狀態進行分析，得到不同狀態下的開關狀態，利用變壓器漏感與開關管寄生電容產生的諧振，使PSFB 在寬范圍實現軟開關。