光伏供電下的UPS 系統(tǒng)設(shè)計(jì)

司家睿，陳斐煜，田佳辰

（東南大學(xué)，江蘇南京 211100）

在現(xiàn)實(shí)生活中，某些機(jī)構(gòu)對于電能的穩(wěn)定性要求極高，如銀行、醫(yī)院等[1]。因此，這些機(jī)構(gòu)需要有相應(yīng)的裝置在常規(guī)供電被切斷時臨時為其中的用電設(shè)備供電，UPS在線不間斷電源由此誕生[2]。UPS設(shè)備曾使用飛輪和內(nèi)燃機(jī)為負(fù)載提供電能供應(yīng)，然而由于體積、噪聲較大，逐漸更迭為使用蓄電池來作為電源。

目前，新能源技術(shù)正在蓬勃發(fā)展，并被用于電力系統(tǒng)的各個領(lǐng)域。傳統(tǒng)UPS 設(shè)備存在給蓄電池充電時電能損耗的問題，故有必要設(shè)計(jì)結(jié)合新能源技術(shù)的UPS 系統(tǒng)，提高UPS 系統(tǒng)的高效性、節(jié)能性，使其適應(yīng)電力設(shè)備發(fā)展潮流[3]。本系統(tǒng)使用光伏元件向蓄電池供電，實(shí)現(xiàn)了綠色能源在UPS 設(shè)備中的應(yīng)用。

該論文介紹光伏供電下UPS 系統(tǒng)的構(gòu)成、系統(tǒng)的控制邏輯及參數(shù)的分析算法，并對系統(tǒng)的穩(wěn)定性進(jìn)行了分析與總結(jié)。

1 核心部件電路設(shè)計(jì)分析

1.1 電路整體架構(gòu)

所設(shè)計(jì)的系統(tǒng)擬實(shí)現(xiàn)低電壓等級的有效值輸出（50 V），故各分支電路參數(shù)應(yīng)與之相適應(yīng)。

220 V 單相交流電經(jīng)過整流、直流變換、逆變器等環(huán)節(jié)得到50 Hz 正弦輸出供給負(fù)載用電。

圖1 給出系統(tǒng)工作的流程框圖及使用到的電路拓?fù)洹?/p>

圖1 系統(tǒng)框圖

1.2 變壓與整流設(shè)計(jì)

將自耦變壓器與隔離變壓器級聯(lián)并接入220 V單相交流市電，產(chǎn)生50 V 以內(nèi)單相交流電，經(jīng)過經(jīng)典單相全波整流電路以及4 700 μF/100 V 電容濾波實(shí)現(xiàn)整流[4]。不同于半波整流的是，全波整流的效率更高，可以減小整體電路的損耗，使系統(tǒng)效率升高。

無電容濾波時，起始導(dǎo)電角δ=0°，導(dǎo)通角θ=180°，整流橋輸出Ud=0.9U2。設(shè)R為后級等效電阻，在ωRC由零增加至無窮大時，δ由0°增至90°，θ由180°減至0°，Ud由0.9U2增至1.414U2。

由于不能準(zhǔn)確計(jì)算后級等效電阻R，經(jīng)過實(shí)驗(yàn)，得出整流橋輸出Ud≈1.3U2。

圖2 給出了單相全波整流電路的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。

圖2 單相全波整流電路

1.3 光伏元件、蓄電池選型及電路設(shè)計(jì)

蓄電池組由4 節(jié)串聯(lián)的BA225030 構(gòu)成，實(shí)驗(yàn)得正常工作時端電壓UB=21 V；光伏元件使用多晶硅APM18P5W27X27，峰值電壓為8.75 V，峰值電流為0.57 A。

由于光伏元件輸出不穩(wěn)定，而蓄電池要求恒流充電，故采用一個電流型BOOST 實(shí)現(xiàn)光伏元件對蓄電池的恒流充電；由于蓄電池輸出電壓不是標(biāo)準(zhǔn)直流，故采用一個整流電路使蓄電池接入電網(wǎng)的電壓是標(biāo)準(zhǔn)直流。

顯然，BOOST 電路不能同時有兩個輸入電壓，故蓄電池與BOOST 之間使用一繼電器相連接，實(shí)現(xiàn)輸入電壓來源的切換。

當(dāng)電網(wǎng)供電時，光伏元件向蓄電池提供電能；當(dāng)電網(wǎng)供電切斷時，蓄電池釋放電能維持用電設(shè)備工作。

1.4 直流變換電路設(shè)計(jì)

1.4.1 升降壓電路比例計(jì)算

根據(jù)以上設(shè)計(jì)，變壓整流后的直流電壓為：

為使電網(wǎng)供電模式下和蓄電池供電模式下BOOST 電路輸入電壓相差不大，BUCK 電路輸出電壓應(yīng)近似等于蓄電池電壓，故BUCK 電路增益為：

BOOST電路輸出電壓為逆變器輸入電壓，考慮損耗，對于逆變器，有URMS≈0.95Uin，故BOOST 電路增益為：

初始占空比為：

此外，在逆變器輸出端進(jìn)行電壓有效值采樣，通過PID 調(diào)整控制BOOST 電路占空比的變化。

1.4.2 降壓電路及其參數(shù)計(jì)算

降壓電路采用經(jīng)典的BUCK 拓?fù)洌晌⒖刂破鬏敵鯬WM 波，PWM 波的占空比為33%，將輸入電壓縮小3 倍后供給后級電路，使交流輸入在30～50 V 范圍內(nèi)時均可以在BOOST 電路輸入端得到合適的電壓，便于后級電路升壓到指定值。

BUCK 電路在CCM 工作模式下負(fù)載電流連續(xù)，帶負(fù)載能力強(qiáng)。所以使其工作在CCM 工作模式，此時Uo=UDCD，D為占空比且D=0.33。開關(guān)頻率高，會增大電路損耗；開關(guān)頻率低，會增大輸出電壓脈動幅度。為減小損耗，應(yīng)在MOSFET 允許的頻率范圍內(nèi)選取較低的開關(guān)頻率。取開關(guān)頻率為30 kHz，臨界電感值為：

為使其工作在CCM 模式下，選取1 mH 電感，鐵芯材料為鐵硅鋁，在30 kHz 下不易飽和。

1.4.3 升壓電路及其參數(shù)計(jì)算

升壓電路采用典型的BOOST 拓?fù)洌晌⒖刂破鬏敵鯬WM 波，同時在逆變器輸出端進(jìn)行有效值采樣，閉環(huán)調(diào)節(jié)BOOST 輸出電壓，使輸出電壓穩(wěn)定在50 V 有效值。

取開關(guān)頻率為30 kHz，計(jì)算電感值得：

為使電感工作在CCM 模式下，選取1 mH 電感。

1.5 逆變器設(shè)計(jì)

逆變主拓?fù)洳捎萌珮蚪Y(jié)構(gòu)。由微控制器輸出的SPWM波，經(jīng)過IR2110驅(qū)動芯片驅(qū)動后可直接驅(qū)動4個MOSFET 管CSD19535組成的H 橋逆變電路。TI公司的CSD19535場效應(yīng)晶體管可在功率轉(zhuǎn)換應(yīng)用中最大限度地降低損耗；采用IR2100驅(qū)動芯片通過外部自舉電路可同時驅(qū)動高低端MOSFET，無需外部提供獨(dú)立電源，使電路簡單化，同時可以程控死區(qū)，便于調(diào)節(jié)[5-10]。

主拓?fù)渲蠬 橋輸出接LC 濾波電路。對于逆變器LC 的選擇如下：

其中，ρ一般取額定負(fù)載的0.4～0.8 倍，fc一般取開關(guān)頻率的0.04～0.1 倍。代入系統(tǒng)參數(shù)，取電感為1 mH，CBB 電容為4.7 μF。通過LC 濾波器參數(shù)可計(jì)算出截止頻率為：

可以濾除輸出正弦波中的高次諧波，同時不對基波起衰減作用。輸出兩端口再分別對地接容值為1 μF 的CBB 電容對地濾波，使輸出正弦波失真度盡可能地低。

全橋有源逆變器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖3 所示。

圖3 逆變器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

2 系統(tǒng)軟件設(shè)計(jì)分析

2.1 輸出電壓、電流有效值的采樣

輸出電壓有效值由AD637 芯片輸入至單片機(jī)ADC。觀察到AD637 芯片輸出電壓經(jīng)過濾波后仍帶有毛刺，在處理ADC 采樣值時使用了數(shù)字濾波，并進(jìn)行了平均值隊(duì)列處理，具體流程如下：

建立一個數(shù)組，該數(shù)組的每個成員為一個采樣周期內(nèi)ADC 值的平均值。在每個采樣周期結(jié)束時，拋棄數(shù)組中最舊的單元，將該采樣周期內(nèi)的平均值作為新的單元存放在數(shù)組中。該數(shù)組的平均值可視為采樣周期內(nèi)輸出電壓的平均值，即正弦信號直流分量。由該平均值可進(jìn)一步計(jì)算輸出電壓的有效值。

該處理方法的優(yōu)勢為，增加了采樣點(diǎn)個數(shù)的同時，沒有擴(kuò)大采樣周期，可以使得輸出有效值的測量更為精準(zhǔn)、快速。

輸出電流通過霍爾傳感器模塊轉(zhuǎn)化為交流電壓信號，處理方式同上。

2.2 逆變器輸出電壓恒壓控制

逆變器輸出電壓主要受到逆變器輸入電壓和SPWM 信號控制。考慮到SPWM 信號的穩(wěn)定程度對輸出波形失真度影響較大，采用控制逆變器輸入電壓的策略。

交流供電時，逆變器的輸入電壓由交流市電經(jīng)過隔離變壓器、整流橋、BUCK 電路降壓、BOOST 電路升壓得到；蓄電池供電時，直流電通過BOOST 電路接至逆變器。可單獨(dú)控制BUCK 電路或BOOST 電路或同時控制。由于BOOST 電路存在于兩個回路中，故單獨(dú)閉環(huán)控制BOOST 電路更為簡潔、可靠。

逆變器輸出電壓設(shè)定值為50 V 有效值，與采樣得到的輸出電壓有效值進(jìn)入PID 控制器，PID 控制器的輸出作為BOOST 電路占空比，調(diào)整BOOST 電路輸出電壓，最終使得逆變器輸出電壓趨于有效值。

2.3 繼電器控制

交流供電時，繼電器保持常開狀態(tài)。在交流電斷開時，應(yīng)立即使繼電器閉合，切換至直流供電。當(dāng)檢測到系統(tǒng)的輸入電壓發(fā)生階躍性下降（由30～50 V突變至0 V）時，控制單片機(jī)引腳輸出一個邏輯高電平至NPN 型三極管基級，通過驅(qū)動電路使得繼電器閉合，從而切換至蓄電池供電。

圖4 給出了繼電器的驅(qū)動電路。

圖4 繼電器驅(qū)動電路

2.4 過流、過壓保護(hù)

單片機(jī)實(shí)時檢測輸入電壓、輸出電流，當(dāng)檢測到輸入電壓過大或輸出電流過大時，進(jìn)行過壓/過流保護(hù)。此時禁用所有PWM 通道，使得所有MOSFET 關(guān)斷，切斷回路，防止過壓/過流帶來的損害[11-12]。

3 系統(tǒng)功能驗(yàn)證及分析

3.1 系統(tǒng)輸出穩(wěn)定性測試

1）交流供電，U1=50 V，輸出交流電流Io=1 A 時，控制輸出交流電壓Uo=50 V，頻率f=50 Hz。表1給出輸出穩(wěn)定性測試結(jié)果。

表1 穩(wěn)定性測試

2）Io在0.1～1 A 范圍變化，測定負(fù)載調(diào)整率；U1在30～50 V 范圍變化，測定電壓調(diào)整率。表2 給出了負(fù)載調(diào)整率測試結(jié)果，式（11）給出了計(jì)算式，表3 給出了電壓調(diào)整率測試結(jié)果，電壓調(diào)整率如式（12）所示。

表2 負(fù)載調(diào)整率的測試結(jié)果

表3 電壓調(diào)整率的測試結(jié)果

3）系統(tǒng)輸出電壓失真度測試。表4 給出失真度測試結(jié)果。

表4 失真度的測試結(jié)果

3.2 系統(tǒng)動態(tài)響應(yīng)性能測試

將交流電壓側(cè)切斷，系統(tǒng)應(yīng)在短時間內(nèi)切換至蓄電池供電，對此響應(yīng)時間進(jìn)行測試[13-16]。表5 給出動態(tài)響應(yīng)性能測試結(jié)果。

表5 動態(tài)響應(yīng)性能測試

3.3 系統(tǒng)效率分析

該系統(tǒng)主要解決了蓄電池充電損耗，但在各級變換電路中仍存在系統(tǒng)損耗。表6 給出效率分析結(jié)果。

表6 系統(tǒng)效率分析

3.4 系統(tǒng)整體性能分析

根據(jù)國家標(biāo)準(zhǔn)GB/T 14715-2017，單相UPS 設(shè)備負(fù)載調(diào)整率SI＜10%，電壓調(diào)整率SU＜10%，輸出電壓失真度THD ＜5%，開關(guān)切換時間T＜100 ms，該系統(tǒng)均滿足要求[17-19]。

由于采用光伏供電，故蓄電池充電損耗可以不計(jì)，使系統(tǒng)效率升高；光伏供電也提高了系統(tǒng)的節(jié)能性。輸出電壓的低負(fù)載調(diào)整率表明系統(tǒng)具有較強(qiáng)的帶負(fù)載能力；低失真度的輸出波形給負(fù)載提供了較好的工作狀態(tài)。

4 結(jié)論

光伏供電下的UPS 系統(tǒng)[20-22]填補(bǔ)了新能源技術(shù)在UPS 設(shè)備中的空白，減少了蓄電池的充電損耗，使UPS 設(shè)備更節(jié)能、對環(huán)境更友好。

該系統(tǒng)通過電路參數(shù)、控制策略的設(shè)計(jì)，實(shí)現(xiàn)了特定電壓等級下光伏供電不間斷的功能。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，系統(tǒng)具有精度高、穩(wěn)定性強(qiáng)的特點(diǎn)，可以應(yīng)用于線性設(shè)備的持續(xù)供電。

系統(tǒng)受限于器件參數(shù)，只能在相對低電壓等級下工作，輸出電壓具有幅值限制，不能滿足所有用電設(shè)備的需求；且系統(tǒng)中其他變換電路還存在一定損耗，仍有進(jìn)一步提升電源效率的空間。