基于開關電容單元直流側電壓自均衡多電平變換器

張謝天，萬 鵬，王珊珊

（1. 海軍裝備部駐上海地區第一軍事代表室，上海 201913；2. 上海船舶設備研究所，上海 200031）

0 引言

近年來，無論是工業生產還是生活學習，人們對高性能電源的需求在不斷增長。由于高功率、高壓應用的需要，多電平變換器引起了人們的廣泛關注。與傳統的兩電平變換器相比，多電平變換器具有更低的開關損耗和開關器件上的電壓應力[1]。此外，隨著電壓電平數的增加，開關頻率可以降低到一個較低的值，使變換器更穩定。由于這些顯著的特點，多電平變換器在中高壓應用中逐漸變得流行，如可再生能源轉換、無功補償、大功率整流器和輸送系統。多電平逆變器具有效率高、系統冗余、輸出電壓波形接近正弦波等優點，是解決大功率中壓DC-AC轉換的有效方法。在眾多被提出的多電平拓撲中，中點箝位（NPC）、飛跨電容（FC）和級聯H橋（CHB）變換器是最著名的經典多電平拓撲[2]。由于可擴展到不同的功率和電壓級別，模塊化多電平變換器（MMC）被認為是一種很有前景的高壓應用方法，MMC可擴展到任意電壓水平，總諧波失真低，且只需要一個直流母線電壓。

在近幾年里，隨著調制技術的發展，學者開始對MMC變換器的結構及其在各個領域的應用進行研究。開關電容（Switched-Capacitor，SC）變換器相對于中點箝位、飛跨電容和級聯H橋變換器來說，是一種比較新穎的多電平變換器。在文獻[3]中，一種基于開關電容的多電平變換器被提出，該變換器包含了1個直流源和2個儲能電容，實現9電平的電壓輸出，與傳統的級聯H橋相比，當在輸出端產生相同的電平時，該變換器所包含的開關器件、儲能電容和電壓源的數量皆比級聯H橋少。在文獻[4]中提出一種S3CM模塊化多電平變換器，S3CM由一個直流源給一個T型變換器上的2個電容供電，每個電容上的電壓為電壓源的1/2，與文獻[3]一樣，最后在變換器的輸出端輸出9電平電壓。文獻[4]與文獻[3]相比，在輸出電平數相同時，文獻[3]使用的開關管數量較少且不單獨使用二極管器件。在[5]中的SC變換器同樣使用了1個直流源和2個儲能電容，然而文獻[5]的元器件總和大于文獻[3]中的S3CM模塊化多電平變換器的元器件，且輸出電平少于九電平。文獻[6]中提出一種基于SC單元、直流側可串/并聯的多電平變換器，采用模塊化結構，可以將變換器的輸出電平等級提高，直流側連接的直流電壓源給SC單元的電容充電，最后將SC單元串聯，利用逆變全橋實現DC-AC的功能。通過對SC單元開關管的合理通斷，實現每一個SC單元內的電容電壓自均衡。

在文獻[7-8]中，一種直流側電壓自均衡的多電平逆變器被介紹，通過在級聯H橋直流側電容負極加上可雙向導通的開關管，實現直流側電壓自均衡。本文將在文獻[6-8]的基礎上，在每個H橋內加入一個文獻[6]中的SC單元，在2個H橋間加入一對反串聯的雙向導通開關管，具體拓撲如圖1所示。此拓撲可進行模塊化設計，在逆變側輸出多電平電壓。

本文在介紹電路拓撲結構的基礎上，給出拓撲的開關狀態，控制策略以及調制策略，并搭建仿真模型，分析不同工況下的仿真結果，最后對全文進行了總結。

1 拓撲概述

圖1為本文所述的電路拓撲，其中，開關器件（IGBT/MOSFET）Sa1～Sa4與Sb1～Sb4共同組成級聯H橋變換器，Sl1～Sl3、儲能電容C1和C2組成SC#1單元。Sl1～Sl3實現儲能電容C1和C2的串聯以及并聯，C1與C2并聯時兩者的的電壓將自動均衡。同理，Sr1～Sr3、儲能電容C3和C4組成SC#2單元，Sr1～Sr3實現儲能電容C3和C4的串聯以及并聯，C3與C4并聯時兩者的的電壓將自動均衡。由于本文所提拓撲包含2個SC單元且具有模塊化性，將此電路拓撲命名為SC2MMC。Sp1和Sp2為一對反向串聯的雙向導通開關管Tb。Tb連接在SC#1單元與SC#2單元電容的正極。為了使SC2MMC實現更高電平的交流輸出，與文獻[5-6]類似，通過將2個SC單元內的電容電壓設置成不同的電壓等級，使得輸出的電壓更趨近于正弦波。如圖2所示，選用個直流電壓源作為系統的功率輸入，可以將此功率源加在任意一個電容上，本文設定SC#1內各電容電壓為SC#2內各電容電壓1/2。設定在C3或C4上的加上電壓為2E直流電壓，則在SC2MMC的輸出端可輸出13電平（0，±E，±2E，±3E，±4E，±5E，±6E），同理，也可將電壓為E的直流源加在C1或C2上，分別如圖2(a)、圖2(b)所示。

圖1 基于級聯H橋和SC單元的多電平變換器拓撲

圖2 不同直流源施加方式下的拓撲

圖3 SC2MMC的拓展拓撲

2 運行原理

本節將以拓撲包含1個級聯H橋、2個SC單元以及1對反串聯開關管為例，介紹拓撲的開關狀態，控制策略以及調制策略。

2.1 開關狀態

如前2節所述，將電壓為E的直流源加在C1或者C2上，將電壓為2E的直流源加在C3或者C4上，由于2個SC單元之間的電容電壓相差2倍，因此變換器可以實現13電平的電壓輸出。SC2MMC的開關狀態及每個電容的充放電狀態如表1所示。

表1中，1表示開關處于導通狀態，0表示開關處于關斷狀態；在每個輸出電平下，以“▲”表示電容在充電，以“▼”表示電容在放電，以“◆”表示電容處于懸置狀態。

如圖4所示為SC單元內電容電壓自均衡的開關狀態+3E，通過將開關管Sl1（Sr1）、Sl3（Sr3）導通，Sl2（Sr2）關斷，實現電壓均衡。除了+6E和-6E對應的開關狀態外，其余各開關狀態均能實現這種功能。如圖5所示的開關狀態為0，-2E和+2E，此時雙向導通開關管Tb導通，在SC#1和SC#2間形成電流通路，電容C1與C2串聯后再與C3并聯，此時電壓源同時給C1、C2和C3充電，實現SC單元間的電壓自均衡。

圖4 實現SC單元內電容電壓自均衡的開關狀態+3E

圖5 雙向導通開關管Tb導通時SC單元間電壓自均衡

2.2 控制策略

單相逆變器的控制技術已經變得成熟，本文采用如圖6所示的基于同步旋轉坐標系的控制方法，其中，Um*為輸出電壓有功分量指令值，Ud為輸出電壓的有功分量實際值，Uq為輸出電壓無功分量實際值，Id*與Iq*為電流內環指令值。vr*為控制器輸出的調制波信號。

圖6 基于同步旋轉坐標系的控制方法

2.3 調制策略

多電平變換器有多種調制策略，其中脈寬調制是最常用的調制方法。不同相位配置的載波可分為3種模式：所有載波相位相同配置（PD）PWM、相對于零基準相位反相配置（POD）PWM和交替相位反相配置（APOD）PWM[9]。

由于PDPWM調制產生的開關信號THD較低，且實現簡單，本文采用PD調制，如圖7所示。由于輸出13電平電壓，需要配置12個載波，每個載波相位相同，頻率相等。通過判斷調制波vr*對應表1所在的區間，將調制波與對應區間的載波比較，最終得到開關管驅動信號。

圖7 基于載波層疊的調制方法

3 仿真驗證

為了驗證SC2MMC電路拓撲以及所述調制策略的正確性，將分2種工況討論。第1種工況將電壓為2E的直流源加在電容C4上，驗證C1、C2的電壓是否為C4電壓的1/2、C3上的電壓是否與C4上的電壓相等。第2種工況將電壓為E直流源加在電容C2上，驗證C3、C4的電壓是否為C2電壓的2倍，C1上的電壓是否與C2上的電壓相等。本節將在MATLAB/Simulink仿真軟件上進行仿真驗證。仿真參數如表2所示。

表2 SC2MMC仿真參數

3.1 當在電容C4上加直流源時

圖8(a)為在C4加上的直流源電壓為120 V時，電容C1、C2與C3上的電壓vdc1、vdc2和vdc3。由圖8(a)可以看出vdc1、vdc2幅值為60 V，vdc3的幅值為120 V且帶有紋波，這是由于電容C1、C2最多充電60 V，C3最多充電到120 V，而由于電容C1、C2與C3要向負載放電，導致電容電壓存在鋸齒形脈動；圖8(b)為SC2MMC變換器輸出端的13電平電壓波形vab；圖8(c)所示為負載上輸出的交流電壓vo，幅值為311 V且正弦度好，將輸出電壓vo經過快速傅里葉（FFT）分析后，如圖8(d)所示，輸出電壓總諧波失真（THD）為0.9%。

圖8 在電容C4上加直流源時的仿真結果

3.2 當在電容C2上加直流源時

圖9(a)為在C2加上的直流源電壓為60 V時，直流鏈路電容C1、C3與C4上的電壓vdc1、vdc3和vdc4。由圖9(a)可以看出vdc1幅值為60 V，vdc3與vdc4的幅值為120 V且帶有紋波，這是由于電容C1最多充電60 V，C3、C4最多充電到120 V，而由于電容C1、C3與C4要向負載放電，導致電容電壓存在鋸齒形脈動。圖9(b)為SC2MMC變換器輸出端的13電平電壓波形vab。圖9(c)所示為負載上輸出的交流電壓，幅值為311 V且正弦度好，圖9(d)顯示輸出電壓總諧波失真（THD）為0.93%。

圖9 在電容C2上加直流源時的仿真結果

圖9 在電容C2上加直流源時的仿真結果（續）

4 結論

在級聯H橋和SC技術的基礎上，本文提出了一種新穎的多電平變換器，SC2MMC可以輸出更高的電平來實現輸出電壓更趨近于正弦波；另一方面，也降低了輸出電壓的總諧波失真。每個H橋內包含一個串/并聯SC單元，每個SC單元間電容電壓相差2倍。反串聯雙向導通開關管實現不同SC單元間的電壓均衡。通過載波平移調制，仿真結果驗證了變換器具備13電平的電壓輸出能力。