5L-ANPC 逆變器中器件過電壓分析及抑制

黃楊濤，鄧金溢，陳 敏，徐德鴻

（浙江大學電力電子技術研究所，杭州 310027）

在我國政府的大力支持下，我國新能源產業發展方興未艾[1]。傳統的光伏并網系統中，一般采用兩電平光伏逆變器實現光伏電池并網。為了提高系統容量和效率，電池端電壓逐漸提升，而兩電平電路中單個功率器件耐壓受到限制，因此可以降低器件耐受電壓的三電平電路在光伏逆變器中被應用。而相較于三電平逆變器，五電平逆變器能夠改善輸出電能質量，降低器件應力，提高了系統效率。因此，五電平逆變器近年來得到關注[2-5]。五電平中點有源箝位5L-ANPC（five-level active neutral-point-clamped）變換器相較于其他五電平逆變器箝位原件數量少、只需控制一個母線中點平衡，易于控制，在眾多五電平拓撲中脫穎而出，率先運用在高壓大功率變頻器[6-7]。前人針對5L-ANPC 調制技術、飛跨電容電壓控制、中點電壓控制等問題開展了許多研究工作[8-12]。但對于5L-ANPC 中開關器件的電壓應力問題關注較少，然而開關器件電壓應力問題對于逆變器安全、可靠運行至關重要。文獻[13]分析了基于空間矢量脈寬調制SVM-PWM（space vector modulation-pulse width modulation）控制的逆變器的運行狀態，包括125 種矢量組合，提出采用安全開關狀態切換過程來限制開關器件應力；文獻[14-15]采用載波層疊脈寬調制PD-PWM（phase disposition-pulse width mod-ulation），分析了各個開關狀態組合下5L-ANPC 的電壓應力情況，提出了一種保證安全電壓應力的狀態機切換模式，但需要嚴格控制功率管切換過程的多個過渡狀態。

本文分析了5L-ANPC 逆變器的3 類造成電壓應力過高問題：第1 類是由換流回路較長引起，第2類是由前級串聯的半橋電路輸出電壓切換階段的死區引發，第3 類是關機過程造成。在分析電壓應力過高的機理基礎上，探討器件電壓應力抑制方法。最后，在60 kW 的實驗樣機上進行了驗證。

1 5L-ANPC 工作原理

5L-ANPC 逆變器電路由兩個串聯的半橋電路和飛跨電容三電平逆變電路組合構成，如圖1 所示。輸入電容Cdc1和Cdc2較大，近似認為輸入電壓Vdc被均分。串聯的半橋電路包含開關S1、Sˉ1、S2、Sˉ2，一般工作在較低的開關頻率，如輸出基波頻率。以中點O 點為參考，兩個半橋電路的中點A、B 提供2種電位。當開關S1和S2導通時，VAO為Vdc/2，VBO為0；當開關和導通時，VAO為0，VBO為-Vdc/2；開關S1、、S2、，承受電壓應力為Vdc/2。A、B 點提供3種電平：Vdc/2、0、-Vdc/2，與后級飛跨電容三電平逆變電路相連。飛跨電容三電平逆變電路由開關S3S4與飛跨電容Cfc構成。飛跨電容三電平逆變電路能夠輸出3 種電平：-Vdc/4、0、Vdc/4，與前級組合得到5 種電平輸出。開關S3、、S4、承受電壓應力為Vdc/4，因此一般采用較低耐壓的器件，如圖1 中，Sx與（x=1，2，3，4）表示互補導通的開關對。電路正常工作時共存在8 種開關狀態，每種開關狀態的組合與對應輸出電壓如表1 所示。

圖1 5L-ANPC 逆變器電路Fig.1 Circuit of 5L-ANPC inverter

表1 開關狀態Tab.1 Switching states

圖2 給出了載波移相脈寬調制PS-PWM（phase-shifted pulse width modulation）方案的波形，其中Vref為調制信號，Cr1、Cr2為相移180°的載波信號，Vref與Cr1比較的輸出狀態用于控制開關S3、Vref與Cr2比較的輸出狀態用于控制開關S4、Sˉ4。當調制信號Vref＞0 時，S1、S2開通，互補開關器件Sˉ1、Sˉ2關斷；當調制信號Vref＜0 時，S1、S2關斷，互補開關器件Sˉ1、Sˉ2開通，它們以工頻切換。各開關的狀態（S1、S2、S3、S4）、逆變器輸出電壓Vout以及輸出電流io見圖2，可見，高壓器件S1、S2按照工頻動作，低壓器件S3、S4按照開關頻率動作。

圖2 載波移相脈寬調制波形Fig.2 Carrier phase-shifted pulse width modulation waveforms

5L-ANPC 逆變器中存在低壓器件S3和電壓應力問題，重點分析電壓應力問題產生的機理，并探討抑制方法。

2 開關器件電壓應力分析及抑制

2.1 開關S3 與 換流回路及電壓應力抑制

在5L-ANPC 逆變器中，開關S3與的換流回路較長，存在較大寄生電感，在關斷時可能造成較大電壓應力。如圖3 給出一種開關狀態（S3關斷換流）的等效電路，換流回路包含S1、S2、S3、Sˉ3以及直流側電容Cdc1與飛跨電容Cfc，此外還存在多個由線路引線造成的寄生電感，當S3關斷時將在S3兩端產生較高電壓應力。因此，在A、B 兩點之間引入吸收電容Cw來縮短換流回路長度，并電容后S3關斷換流回路如圖4 所示。為了取得更好效果，Cw應盡可能靠近S3、引腳。由于在穩態時A、B 兩點之間電壓VAB維持為Vdc/2 不變，因此引入電容Cw并不會引起額外功率損耗。

圖3 S3 關斷換流回路Fig.3 Commutation loop of S3

圖4 并電容后S3 關斷換流回路Fig.4 Commutation loop of S3 with capacitor Cw

2.2 高壓器件切換過電壓分析及抑制

當調制信號Vref過0 時，高壓器件動作，VAO、VBO電壓發生切換，見圖2。當高壓器件動作時，為防止器件的直通，從S1、S2導通轉移到導通之間及從導通轉移到S1、S2導通之間均設計了一定的死區時間。而在該死區時間中，VAO和VBO電壓沒有同步切換，VAB電壓達到Vdc，S3發生過電壓。

如圖5 所示為電壓極性切換時刻附近的波形，其主要過程可以分為3 個階段，對應的等效電路如圖6 所示。

圖5 電壓極性反轉階段Fig.5 Reference voltage polarity reversal process

階段1（t1-t2）：S1、S2導通階段。開關S1、S2導通，VAB=Vdc/2。開關Sˉ3、Sˉ4處于導通狀態，等效電路如圖6（a）所示。以直流分裂母線中點O 為參考點，則A點的電位VA=Vdc/2，VA′=Vdc/4，此時的電壓應力為Vce3=VA-VA′=Vdc/4，因此是安全的。

階段2（t2-t3）：死區階段。當調制信號Vref極性反轉為負時，開關器件S1、S2關斷，還沒有開通，等效電路如圖6（b）所示。仍保持導通，如果輸出電流為正，那么輸出電流將經過的反并聯二極管，此時VA′迅速下降為-Vdc/2，而與A點相鄰的3 個開關器件S1、、S3均未導通，A 點電位變得不確定，在最壞情況A 點電位接近于關斷前的電位VA=Vdc/2、VAB=Vdc，此時S3的電壓應力達到Vce3=VA-VA′=3Vdc/4，遠高于S3的額定應力Vdc/4，因此造成開關S3過電壓，損壞逆變器。

圖6 極性反轉時刻附近各階段等效電路Fig.6 Equivalent circuit at each stage near the polarity reversal process

階段3（t3-t4）：導通階段。導通，VAB=Vdc/2。S3、S4開通的情況如圖6（c）所示。該階段器件應力均在額定值，因此是安全的。

類似地，當調制信號Vref極性從負反轉為正時，在切換過程中存在死區時間，VAB電壓突增到Vdc，開關Sˉ3將出現電壓應力過高的情況。

文獻[14-15]通過在電壓極性反轉階段額外增加5 個開關階段，逐個動作開關器件保證S3的電壓應力安全。而本文思路是：在電壓極性反轉的死區時間里，將有電壓應力風險的開關S3或處于導通狀態，以避免過電壓發生。仍以圖2 的電壓極性反轉階段為例，通過延時動作高壓器件保證應力安全，對應階段的波形如圖7 所示，其中極性反轉關鍵階段的開關狀態如圖8 所示。

圖7 電壓極性反轉階段（抑制應力）Fig.7 Reference voltage polarity reversal process（suppressing voltage stress）

圖8 極性反轉關鍵階段（抑制應力）Fig.8 Key stages in polarity reversal process（suppressing voltage stress）

階段1（t1-t2）：S1、S2導通階段。如圖8（a）所示，S1、S2、導通，S3電壓應力為Vdc/4。

階段2（t2-t3）：低壓開關全閉鎖階段。如圖8（b）所示，高壓開關S1、S2繼續導通，關斷，這樣低壓開關全閉鎖。

階段3（t3-t4）：預開通階段。如圖8（c）所示，開通S3、S4，由于從此階段開始，在整個換向階段中S3保持導通，S3電壓應力恒定為0，沒有應力風險。另外，的電壓應力也不會超過Vdc/4。

階段4（t4-t5）：死區時間。如圖8（d）所示，關斷S1、S2，此時電流流經中點，可知電壓應力也不會超過其額定值。

階段5（t5-t6）：導通階段。如圖8（e）所示，導通，VBO=-Vdc/2，完成電壓切換。

在高壓器件死區以前，將有應力風險的S3開通，其端電壓被箝位為0，抑制過電壓。類似地，當調制信號Vref由從負反轉為正時，在串聯的半橋電路開關動作死區之前，將導通，可以防止S3或的過壓。

2.3 關機過電壓及抑制

在傳統的逆變器關機方案中，所有器件驅動同時封鎖，A、B 點電壓動態變化可能導致低壓器件過電壓。以圖6（a）狀態關機為例，此時若關機封鎖所有開關管驅動，則與進入類似死區狀態的圖6（b）的開關狀態，此時過電壓。因此，全封鎖驅動的關機方式存在電壓應力問題。

本文采用高壓管導通關機方案：保持一對高壓器件即S1、S2或者持續導通，低壓器件保持驅動封鎖。此時，VAB=Vdc/2 被半母線電容電壓箝位，由基爾霍夫定律可知Vce3+=VAB-VCFC=Vdc/4，S3與不會過電壓。電網脫離前，逆變器隨著電網電壓極性變換切換對應的高壓器件，若電網電壓在正半周，則開通S1、S2；若電網電壓處于負半周則開通

如圖9 所示，以單相電路在電網電壓正半周關機為例說明高壓管導通關機方案。圖9（a）中電網電壓處于正半周，電感電流流入逆變器，由于直流母線電容電壓Vdc/2 高于交流電壓峰值，電感電壓方向與電流方向相反，電感電流逐漸減小至0，在此期間，S3電壓為0，電壓為Vdc/4；圖9（b）所示為電感電流流出逆變器情況，此時電感電壓為電網電壓，電壓方向與電流方向相反，電流逐漸減小至0,在此期間，S3電壓為Vdc/4，電壓為0。關機過程中S3與電壓應力安全且電感電流逐漸下降為0。負半周情況與此類似。

圖9 高壓管導通關機方案Fig.9 Shut-down scheme with high-voltage switch turning on

3 實驗驗證

為驗證本文研究的5L-ANPC 逆變器電壓應力問題及相應的抑制方案，研制了一臺60 kW 的三相三線制5L-ANPC 逆變器實驗樣機，其具體電路參數如表2 所示。

表2 電路參數Tab.2 Circuit parameters

3.1 縮短換流回路

在A、B 兩點之間引入吸收電容Cw來縮短換流回路長度，并聯電容Cw抑制S3電壓應力的實驗數據如圖10 所示。可見，在直流電壓600 V 下，并聯Cw（2 μF）后，S3電壓應力在額定電流下從303 V 下降至245 V，降低了58 V，應力抑制效果顯著。

圖10 電壓應力曲線Fig.10 Voltage stress curve

3.2 高壓器件切換過電壓抑制方案驗證

如圖11 所示為在直流電壓600 V、交流電壓110 V 條件下，傳統PS-PWM 的5L-ANPC 逆變器相電壓、相電流和S3、的電壓應力波形。圖11（b）和（c）為參考信號Vref極性反轉時刻的具體波形，低壓器件S3、電壓應力最高突增到492 V，達到額定工作電壓應力的3 倍左右，并持續1.9 μs，接近死區時長2.0 μs。采用本文提出的安全換向方案的波形如圖12 所示，在具體的換向時刻可以看到，換向時電壓應力突增的情況消失，逆變器正常運行。

圖11 傳統PS-PWM 的調制電壓、電流波形Fig.11 Modulation voltage and current waveforms under the traditional PS-PWM

圖12 優化后電壓、電流波形Fig.12 Voltage and current waveforms after optimization

3.3 關機過電壓抑制方案驗證

圖13 是采用傳統驅動全封鎖關機方式的波形，進入關機階段后所有開關器件驅動同時封鎖。從實驗波形中可以看出，低壓器件S3、的電壓應力突增，具有較高電壓應力，電壓應力為408 V，接近于額定電壓應力的2.7 倍。

圖13 傳統驅動全封鎖關機波形Fig.13 Waveforms under the traditional shutdown scheme that turns off all drivers

圖14 為采用關機過電壓抑制方案的波形，可以看出，電壓應力最高點為正常運行階段的226 V，關機后S3、的電壓應力安全，并且電感電流迅速衰減為0，正常關機。

圖14 高壓管長導通并網關機波形Fig.14 Waveforms in shutdown process with highvoltage switches turning on（grid-connected）

4 結語

本文分析了5L-ANPC 逆變器的低壓器件和電壓應力問題和抑制方法。通過增加電容Cw縮短S3、的換流回路，有效抑制了關斷應力。針對高壓器件動作死區造成低壓器件電壓應力問題，通過在開關死區之前將S3或預導通，可以防止S3或的過壓。針對關機過程中出現的電壓應力問題，通過導通與電源電壓極性對應的高壓管以防止S3或的過壓。以上S3或電壓應力抑制方法在60 kW的三相5L-ANPC 逆變器實驗樣機得到驗證。