一種雙向三端口車載充電機拓撲的調制及仿真

賈民立，孫 浩

（臺達電子企業管理（上海）有限公司，上海 201209）

車載充電機OBC（on-board charger），低壓輸出直流變換器LVDC（low voltage DC converter）和電機驅動器TI（traction inverter）是電動汽車的3 個主要能量變換單元，常見功率等級范圍分別是3.3～22.0 kW、2.0～3.6 kW 和90～150 kW。針對三者的集成化設計，學者們先后提出了不同的實現方式[1]，實際應用中，由于OBC 和LVDC 功率等級相近且有分時工作的特點，兩者更容易進行集成化設計，實現形式上可分為物理集成和磁集成，其中磁集成在提高功率密度，減小體積和降低成本上更有優勢，近年來深受大家的青睞。

雙向三端口拓撲是從基本兩端口雙向DC/DC推演而來。雙有源橋DAB（dual-active bridge）[2]和諧振型CLLC 拓撲是兩類典型的代表并各具特點。DAB 是定頻脈寬調制PWM（pulse width modulation）型控制，應用簡單靈活，但軟開關范圍有限，盡管可以采用多重移相技術來擴展其軟開關范圍[3]，但實現相對復雜；CLLC 是諧振型變頻控制，零電壓開關ZVS（zero voltage switching）開通，輸出效率高，寬輸出電壓范圍時有2 種常見實現方式：一種是通過擴展母線電壓范圍的方法來實現寬電壓的輸出，但需要選用高耐壓電容，成本增加；另一種是采用對稱LLC 的設計思路[4]，但只能保證單方向的增益最優設計。結合以上兩類電路的工作特點，文獻[5]給出一種LC 串聯諧振加Delay-Time（延時）控制的方法，特點是在變頻控制的基礎上，通過對副邊開關引入延時控制形成部分短路狀態，對諧振電感進行儲能來提高輸出電壓的增益，進而實現寬范圍的電壓輸出，特點是易于控制，非常適合車載充電應用場合應用。

三端口拓撲按照構成同樣可分為PWM 定頻控制型和諧振型變頻控制，其解耦方法包括控制算法解耦和拓撲解耦，其中控制算法解耦[6-9]是一種常見的三端口控制方法。文獻[6]在傳統三端口的基礎上提出一種新的控制策略來進行解耦控制，輸出的動態響應得到提高，但對模型的準確度要求較高；文獻[7]針對運行時出現的閑置端口提出一種虛擬控制的方法，閑置端口的工作電壓得到了控制，但要引入額外的無功，增加了損耗，降低了輸出效率；文獻[8]采用定頻的雙諧振控制，同時結合移相策略來調節電壓的輸出，僅適用于固定電壓輸出的工況。文獻[9]采用LCLC 多諧振結構設計，有3 個諧振頻率，由于具有基頻和三倍頻2 個串聯諧振頻率，因此可以對變換器中的基頻和三倍頻能量進行傳遞，對參數設計的精度要求較高，寬輸出電壓范圍的調節能力有待驗證。拓撲解耦是一種直接的解耦[10-12]方法。文獻[10-11]通過在LVDC 輸出端增加不控整流+Buck 調壓實現輸出解耦，但不能避免OBC 在充放電模態時DAB 工作軟開關范圍有限的缺陷。文獻[12]雖然提出采用準諧振型的方式來改善軟開關的條件，但OBC 和LVDC 輸出均要增加一級Buck調壓電路，增加了成本和控制的復雜度。

本文基于延時控制的雙向DC/DC 工作原理，通過在LVDC 增加不控整流及BUCK 調壓的架構來實現三個端口的解耦，分析了該三端口OBC 拓撲在不同工作模態的控制實現方法和工作原理，特別對LVDC 獨立運行時，提出一種防止BUS 電容的過壓的控制方法，并對其工作原理進行了分析，最后基于實際的工況參數，對系統在邊界條件下的運行進行了仿真，驗證了本文所述控制方法的可行性。

1 拓撲結構及運行模態

圖1 所示為雙向三端口OBC 拓撲架構。圖中，S1～S4為Bus 側的開關，S5～S8為高壓電池側的開關，SR1和SR2為LVDC 側的同步整流開關，S 和SRD 構成Buck 調壓電路。Lr和Cr組成OBC 諧振網絡，CB為隔直電容，NP、NS及Ns1、Ns2分別為變壓器原邊、變壓器副邊高壓側及變壓器副邊低壓側繞組。Bus 側和高壓側均是可控的全橋結構拓撲，能量可以進行雙向流動，LVDC 側是不控整流+Buck 的調壓模式。該架構通過拓撲解耦可以靈活實現3 個端口的功率控制。

圖1 雙向三端口拓撲架構Fig.1 Architecture of bidirectional three-port topology

根據車輛運行工況，集成雙向三端口OBC 可分為3 種運行模態，如圖2 所示。圖2（a）和（b）分別是車輛停止運行時的充電和放電狀態，系統控制由OBC 來主導，此時LVDC 輸出功率將控制在1 kW以下，其工作頻率與OBC 相同；圖2（c）是車輛運行時的工作狀態，該狀態下高壓電池向低壓電池供電，LVDC 是獨立工作模態，最大連續輸出功率為3 kW，工作于固定開關頻率的PWM 控制模式。

圖2 雙向三端口拓撲的運行模態Fig.2 Working modes of bidirectional three-port topology

2 充、放電模態的工作原理分析及設計

定義OBC 變壓器的原、副邊匝比為N=Ns/Np，Bus側和高壓電池側的電壓分別為VBus和VHVO，則OBC在充電狀態時的增益GCH可描述為

放電時的增益GDCH為充電時GCH的倒數。為了縮小輸出增益的調節范圍，提升輸出效率，設計采用變Bus 電壓的控制策略。圖3 分別給出了充電和放電時的增益調節關系曲線，可以看到，Bus 電壓VBus的可調范圍設定在380～420 V 時，Bus 電容耐壓選用450 V 即可。

圖3 雙向DC/DC 拓撲充、放電增益Fig.3 Charging and discharging gains of bidirectional DC/DC topology

基于OBC 雙向DC/DC 拓撲結構和工作的對稱性，本文僅以充電狀態為例進行相應的分析和設計說明，放電狀態不再贅述。

2.1 工作原理及模態分析

結合圖3 的增益曲線，當系統GCH≤1 時OBC的雙向DC/DC 拓撲是傳統的LC 串聯諧振型，輸出調節增益不大于1，通常采用變頻控制。LVDC 側的SR1和SR2跟隨諧振電流進行同步整流，對電容CSR進行充電，BUCK 電路的主動開關S 根據輸出能量需求進行PWM 控制。詳細的控制時序如圖4（a）所示，該工作模態OBC 的工作可以看作是延時控制的一個特例（延時為0），不單獨闡述。

圖4 雙向三端口OBC 充電狀態時的開關時序Fig.4 Switching timing of bidirectional three-port OBC in charging mode

當輸出GCH＞1 時，OBC 的雙向DC/DC 采用延時控制策略，LVDC 采用BUCK 進行調壓。圖4（b）給出了詳細的開關時序波形，忽略死區的條件下，一個開關周期內有8 個工作狀態。方便起見，定義OBC 副邊同步整流的橋臂為為無源橋臂，參與延時控的橋臂為有源橋臂。本文中S5/S6為無源橋臂，S7/S8為有源橋臂。基于一個開關周期內前、后半周工作的對稱性，選取前半周期的4 個工作狀態進行分析，各對應開關模態如圖5 所示。

圖5 三端口電路充電狀態時半個開關周期的工作狀態Fig.5 Working states in half switching cycle when three-port circuit is in charging mode

（1）開關狀態1[t0～t1]：t0時刻，原邊開關S1和S4流過負向電流，ZVS 開通。該時段，原邊處于饋能階段，副邊高壓側通過開關S5的體二極管及S8進行整流輸出；副邊低壓側一方面通過SR2進行同步整流對電容CSR進行充電，另一方面，由于BUCK 主開關S 處于關斷狀態，輸出電感LO中的電流通過SRD 進行續流。

（2）開關狀態2[t1～t2]：t1時刻，諧振電流由負變正。該時段，開關S5的體二極管截止，S6的體二極管導通，副邊諧振電流通過S6和S8短路，VCD的電壓為0，VAB作為激勵源對LC 組成的諧振腔進行儲能，該時間定義為延時控制時間，顯然該時間越長儲能越多，輸出增益就越高。副邊低壓側繞組由于受到高壓輸出側繞組電壓的嵌位繞組電壓為0，BUCK 電路輸出電感LO上的電流持續通過SRD 進行續流。

（3）開關狀態3[t2～t3]：t2時刻，開關S8關斷，S7實現ZVS 開通，同時開關S 開通進行BUCK 調壓控制。該時段，OBC 通過開關S6的體二極管和S7進行整流輸出；副邊低壓輸出側繞組通過SR1進行同步整流，通過控制開關S 的導通時間來調節LVDC的輸出電壓。

（4）開關狀態4[t3～t4]：t3時刻，BUCK 主開關S關斷，OBC 輸出持續對高壓電池進行充電，低壓側繞組通過SR1對CSR進行充電，電感LO的電流通過開關SRD 進行續流。

2.2 等效電路分析及設計

理想狀況下，忽略變壓器的漏感和耦合電容，線路雜散電感及隔直電容CB 等參數的影響，充、放電模式時解耦前后的等效電路如圖6 所示，其中VCD’及VLV’分別為通過匝比關系折算到原邊的值。由圖6（a）可知，LVDC 的輸入電壓直接和HVDC 的電壓相關，解耦后的等效電路如圖6（b）所示，可以分解成兩個完全獨立的的電路，可以分別進行設計。

圖6 充、放電模態時解耦前后的等效電路Fig.6 Equivalent circuits before and after decoupling in charging and discharging modes

解耦后的OBC 等效電路主要由激勵源VAB和VCD’及諧振電感和電容構成，如何確定電感和電容值是設計的重點，通常遵循的原則是：諧振頻率一定時，在保證諧振電容耐壓足夠的條件下，盡可能地增大諧振電感。原因是感量越大開關頻率的變化范圍越小，效率越高。

實際控制時，通常將延時時間轉換成移相角度，表示為

式中：Ts為OBC 開關周期；tdelay為OBC 原、副邊的延時控制時間。

圖7 給出開關頻率fs、移相角度θ 隨輸出電壓VHVO變化的典型曲線。可以看出，開關頻率呈“V”字型變化。在增益小于1 的區間，移相角度為0；增益大于1 的區間，移相角度隨輸出電壓的升高而增大。實際控制中移相角采用開環控制，通過查表的方法來實現，頻率調節通過閉環控制來實現。

圖7 fs 和移相角度θ 與輸出電壓VHVO 的關系Fig.7 Relationship among fs,phase shift angle θ and VHVO

LVDC 側輸入電壓通過變壓器耦合被高壓側的橋臂的中點電壓VCD嵌位，LVDC 不控整流輸出可等效為一電壓源，考慮延時控制帶來的占空比丟失，同步BUCK 電路的輸入電容CSR的電壓表達式為

LVDC 的輸出電壓范圍通常是9～16 V。顯然，若不通過BUCK 電路進行變換，LV 側的電壓是不受控制的，三端口工作是非解耦的。若定義BUCK 控制的占空比是D，則最終LVDC 的輸出電壓VLV為

3 車輛運行模式下的工作原理及設計

3.1 工作原理及模態分析

圖2（c）為車輛運行中，通過能量轉換將高壓電池的能量傳送給車內的低壓電池及其他供電設備，此時OBC 停止工作。該模態下，需要解決的主要問題是：要避免原邊出現過電壓，防止Bus 電容及開關器件的損壞。基于此，本文提出短路原邊的控制策略，實現上可以有多種形式，比如保持S1和S3常通，或者S2和S4常通，或者S1～S4常通等形式，這里僅以控制S2和S4保持常通狀態為例進行說明。

當原邊的橋臂中點A 和B 短路后，此時L 和C組成的串聯諧振腔和變壓器原邊繞組并聯，為了保證諧振腔成感性，開關頻率設定在諧振頻率的2 倍以上，LVDC 的輸出電壓通過高壓HV 側的移相來控制，BUCK 電路不工作，圖8 為該模態下的開關控制時序。同樣只對半個開關周期的開關動作進行分析，開關模態如圖9 所示。

圖8 LVDC 獨立運行時的開關時序Fig.8 Switching timing when LVDC runs independently

圖9 LVDC 獨立運行時半個開關周期的工作狀態Fig.9 Working state in half switching cycle when LVDC runs independently

（1）開關狀態1[t0～t1]：t0時刻，開關S5實現ZVS開通。原邊通過控制開關S2和S4常通形成短路狀態，避免了CBus的過充電。副邊高壓側由于電流的滯后性通過S5和S7進行續流，低壓側的開關S 處于常通狀態，開關SR1和SR2處于關斷狀態，由于繞組電壓VCD是0，LV 側變壓器繞組電流將根據需要自由流動。

（2）開關狀態2[t1～t2]，t1時刻開關S7關斷，S8開通，VCD電壓為高壓側電池電壓，LV 側開關SR1開通進行同步整流，整個輸出電壓的調節通過高壓側的移相控制來實現，BUCK 電路不起作用。

3.2 等效電路分析及設計

該工作狀態下的等效電路如圖10 所示。與前面諧振型線路分析不同，這里考慮變壓器的漏感為Lk（通常在μH 級），原邊諧振參數折算到副邊高壓側時滿足關系：，兩者與變壓器副邊的勵磁電感Lm并聯（圖10（b）），通常情況下，諧振電感和變壓器本身的勵磁電感滿足Lm＞＞可以忽略Lm的影響。又因為和形成的諧振回路，阻抗表達式為

其中，諧振頻率fr=，顯然當開關頻率fs＞fr時，LC 諧振電路呈感性。實際設計時，當開關頻率fs≥2fr時，可以基本忽略諧振電容的影響，此時的和勵磁電感Lm是直接并聯關系，如圖10（c）所示等效電路。由文獻[13]的分析可知，采用移相控制時，為軟開關的實現提供條件。

圖10 LVDC 獨立工作時的等效電路Fig.10 Equivalent circuits when LVDC runs independently

4 仿真分析及設計

為了驗證本文所提控制策略的可行性，依據表1所示系統仿真參數，采用SIMetrix/SIMPLIS Pro Ver-sion 8.30b 進行了系統仿真驗證，仿真結果分析如下。

表1 系統主要仿真參數Tab.1 Main simulation parameters of system

（1）OBC 和LVDC 的輸出功率分別為POBC=5.6 kW 和PLVDC=1 kW。為了驗證BUCK 電路的電壓輸出調節能力，固定LVDC 的輸出電壓是16 V 條件下，Bus 電壓380 V 和420 V 時，分別對應OBC 輸出300 V 和480 V 工況進行仿真。圖11 為三端口OBC在充電狀態時的仿真波形。結果顯示OBC 所有開關均可實現ZVS 動作，開關頻率都在諧振頻率之上，480V 輸出時由于引入了延時控制，可以看到VCD的電壓有明顯的維持為零的狀態，該時段為電感儲能，實現高增益輸出。

圖11 POBC=5.6 kW，PLVDC=1 kW 時充電狀態仿真波形Fig.11 Simulation waveforms in charging mode when POBC=5.6 kW and PLVDC=1 kW

（2）OBC 和LVDC 功率分別是5.6 kW 和1 kW。同樣固定LVDC 為16 V，高壓電池側電壓300 V和480 V 時，分別對應OBC 的Bus 側380 V 和420 V 的工況進行了仿真。圖12 是三端口OBC 放電模式時的仿真波形。電池電壓為300 V 輸入時引入延時控制，以提高輸出增益。

圖12 POBC=5.6 kW，PLVDC=1 kW 時放電狀態仿真波形Fig.12 Simulation waveforms in discharging mode when POBC=5.6 kW and PLVDC=1 kW

圖13 為LVDC 獨立工作時，10%負載條件下輸入分別是300 V 和480 V 時的仿真波形；圖14 為LVDC 獨立工作時，100%負載條件下輸入分別是300 V 和480 V 時的仿真波形。為了達到考察其輸出電壓調節能力的目的，固定低壓輸出是16 V。由于采用移相全橋控制，原邊的諧振電感作為勵磁電感，并產生勵磁電流，保證了LVDC 輕載和滿載時都能實現ZVS 動作。當然，由于勵磁電流的存在，系統會存在一定的無功損耗，但可以通過提高開關頻率來進行調節，實際設計時可以進行折中考慮。

圖13 PLVDC=0.3 kW 時LVDC 獨立工作波形Fig.13 Operation of LVDC in independent working mode when PLVDC=0.3 kW

圖14 PLVDC=3 kW 時LVDC 獨立工作波形Fig.14 Operation waveforms of LVDC in independent working mode when PLVDC=3 kW

5 結語

本文基于拓撲解耦的三端口架構進行分析及設計。當OBC 充、放電模態時，高壓輸出采用LC 串聯諧振加延時控制的方法，具有開關ZVS 動作、輸出效率高、電壓調節范圍寬等優點；此時，低壓輸出LVDC 側采用不控整流加BUCK 調壓的方法實現與OBC 的解耦，提高了端口輸出控制的自由度。當LVDC 獨立運行時，一方面為了為了避免原邊Bus電容過電壓的風險，提出原邊橋臂中點短路的控制策略；另一方面通過配置開關頻率，將諧振電感等效為勵磁電感，同時結合移相控制來對LVDC 輸出電壓進行調節，實現了開關ZVS 動作，提高了變換效率。最后，通過對不同工況下的仿真分析驗證了所述三端口控制方法的可行性