用于快速充電站的高頻高效模塊化固態變壓器

陸 城，胡文斐，張偉強

（臺達電子企業管理（上海）有限公司，上海 201209）

近年來，隨著新能源汽車續航里程的增加及動力電池技術的發展，大功率快充已成為重要趨勢的同時，對充電設施提出了更高要求[1]。傳統采用工頻變壓器LFT（line-frequency transformer）的供電架構已顯現諸多弊端，例如轉換環節復雜、效率和功率密度較低、不易擴展等。而基于固態變壓器SST（solid state transformer）的分布式模塊化供電架構具有靈活的擴展性，可按需擴容，節省投資。SST 除了取代傳統的配電變壓器外，還可以提供直流端口，供直流充電樁、光伏發電和儲能設備高效接入。另外，高頻SST 占地面積小，在土地資源緊張的大城市里也是一個優勢。隨著碳化硅SiC（silicon carbide）器件的發展，高頻高效模塊化固態變壓器已成為研究熱點[2-4]。

文獻[5]以1 MVA、10 kV AC/800 V DC 系統為例，分別從材料成本、重量、體積和損耗等方面比較評估了SST 和“LFT+AC/DC”這兩種方案，綜合來看，基于SST 的方案潛在優勢明顯。然而，目前大部分SST 采用PWM 型隔離DC-DC 拓撲，其軟開關范圍受限導致開關頻率較低，通常不超過20 kHz，功率密度仍然不夠高。另外，由于目前主流商用SiC MOSFET 的耐壓水平不高于1.2 kV，若采用兩電平拓撲，需采用12 個左右的單元級聯才能滿足10 kV 中壓系統的接入。而單元數目越多，所含的隔離變壓器數量也越多，另外配套的光纖通訊及控制器、結構連接件等都會相應增多，增加了SST 系統的復雜度和成本，也不利于系統功率密度的提升。為減少單元數目，本文提出一種基于三電平功率單元輸入串聯輸出并聯的模塊化SST。針對其中關鍵的高頻、高效、高輸入電壓隔離DC-DC 級，采用串聯半橋（SHB）型LLC 諧振變換器，工作在200 kHz諧振頻率附近，開關頻率約為目前業界的10 倍。為實現高頻高效，分析了其ZVS 軟開關條件并給出了解析模型。基于該模型對比了二極管中點箝位型DNPC（diode neutral-point clamped）三電平LLC 的ZVS 條件，結果表明SHB LLC 更易實現ZVS。

單元間的均壓均流是SST 系統級控制的關鍵目標，關系到安全穩定運行。由于SST 包含前后兩級變換電路，控制自由度比較多[6]。常見的控制策略主要分為兩大類：一類是前級AC-DC 負責均壓，后級DC-DC 負責均流或均功率控制[7]；另一類是后級負責均壓，前級負責均功率控制[8-10]。由于前級均壓控制策略在極輕載時存在一定的局限性，本文基于后級均壓前級均功率的協調控制思想，采用一種基于直流鏈電壓反下垂的分布式控制方法，同時實現了均壓、均功率和輸出電壓二次調節等多個目標。針對三相間的二倍工頻環流問題，提出了基于LLC輸出電流諧振控制器的頻率補償方法，可以有效抑制相間的二倍頻環流。最后，搭建了2 臺電壓10 kV、功率360 kW 的SST 系統，采用對拖的方式進行了全電壓滿功率測試，并在某快速充電站進行了示范應用。

1 基于三電平功率單元的模塊化SST

本文提出的SST 架構如圖1 所示，每相由N 個相同的三電平功率單元（Cell 1～N）在交流側輸入串聯、直流側輸出并聯構成，且三相直流輸出也并聯，形成一共同的直流母線。圖1 給出的是三相星接SST 系統示例，其也可以采用三相角接方式。

圖1 基于三電平功率單元的模塊化SST 架構Fig.1 Modular SST structure based on three-level power cells

每個單元由前級三電平AC-DC 變換器和后級三電平隔離DC-DC 變換器組成，前后級通過共同的直流鏈（DC-link）相連接，并且共中點連接，直流鏈總電壓為Vdc。其中，前級采用DNPC 三電平H 橋電路，輸入級聯，并通過濾波電感Lf接入中壓電網。相比常規的兩電平H 橋，基于三電平H 橋的單元數目可以減少一半，有利于降低系統復雜度和成本。后級采用SHB LLC 諧振變換器，原邊橋臂由2個半橋串聯構成。雖然諧振電容Cr上需要額外承擔Vdc/2 的直流偏置電壓，但是該拓撲結構簡潔，僅需4 個開關管，并且所有開關管的電壓應力不超過Vdc/2[11]，而基于DNPC 橋臂的三電平LLC 多了2 顆箝位二極管[12]，并且這兩種三電平LLC 的工作方式及其軟開關條件也不相同，根據軟開關條件分析和對比可知，SHB LLC 比DNPC LLC 更易實現軟開關，為滿足高頻高效的SST 應用需求，因此后級選取SHB LLC 拓撲。

1.1 兩種三電平LLC 軟開關條件比較

2 種三電平LLC 變換器的拓撲如圖2 所示。

圖2 兩種三電平LLC 變換器拓撲Fig.2 Topologies of two types of three-level LLC converter

SHB LLC 基本工作波形如圖3 所示。2 個外管Q1和Q4同開同關，2 個內管Q2和Q3同開同關，忽略死區時間Td，占空比均為50%。SHB 橋臂輸出電壓VAB呈現兩電平波形。圖3（b）是在正半周期時Q1和Q4關斷、Q2和Q3開通的開關過程瞬態波形。以該開關過程為例，分析SHB LLC 的ZVS 條件。

圖3 SHB LLC 變換器基本工作波形Fig.3 Basic operating waveforms of SHB LLC converter

在t1時刻，Q1和Q4關斷，諧振電流開始對Q1和Q4的寄生電容充電，同時對Q2和Q3的寄生電容放電，在t2時刻Q2和Q3的端電壓均下降到0，即VAB=0，此時換流完成，Q2和Q3可以ZVS 開通。t1～t2時段為換流時間，記為Δtc。需要注意的是，諧振電流iLr將在t3時刻過零，Q2和Q3不能晚于t3時刻開通，否則反向電流將使Q2和Q3的端電壓回升。t1～t3時段為諧振電流過零時間，記為Δtz。

Q2和Q3既要在換流完成時間Δtc之后開通，但又要早于Δtz開通，才能實現ZVS，因此ZVS 條件可以表示為不等式約束，即

分別給出Δtz和Δtc的推導過程。以t1時刻為新的時間起點，則諧振電流時域表達式為

式中：Vo為輸出電壓；Ro為負載電阻；Lm為勵磁電感；fr和ωr分別為諧振頻率和角頻率；n 為變壓器匝比。

經過Δtz時間，諧振電流過零，即

整理后可得

對諧振電流式（2）進行積分，可得電荷量表達式為

在換流時間[t1～t2]內，有

利用電荷平衡原則，則電荷為

式中，Ce1為換流過程中對開關管寄生電容CjQ充放電時的等效電容，Ce1=2CjQ。

將式（6）和式（7）代入式（8），整理得

由式（3）得

將式（10）代入式（9），整理得

DNPC LLC 的ZVS 條件推導方法類似，且Δtz與SHB LLC 相同，只不過DNPC LLC 的換流過程更復雜，Δtc由三段換流時間構成，詳細分析過程見文獻[13]，本文僅給出2 種三電平LLC ZVS 條件仿真對比結果。

考察軟開關條件解析表達式可以看出，Δtz和Δtc均與勵磁電感Lm相關，也就是說Lm的大小影響到這兩種三電平LLC 軟開關實現，而Lm是LLC電路最關鍵的優化設計參數之一，因此需要分析在不同Lm取值下的ZVS 條件。通過PSIM 電路仿真驗證上述ZVS 軟開關條件解析模型。仿真電路參數如表1 所示。

表1 DNPC 和SHB LLC 變換器ZVS 條件仿真參數Tab.1 Simulation parameters for DNPC and SHB LLC converters under ZVS conditions

仿真結果如圖4 所示。圖中的陰影部分表示兩種三電平LLC 變換器的ZVS 區域，在該區域內設計勵磁電感和死區時間，即可滿足ZVS 條件。對比可以看出，SHB LLC 的ZVS 區域范圍更寬，相同開關頻率條件下，可以設計較大勵磁電感或較小勵磁電流的中壓隔離變壓器；或者，給定變壓器及其勵磁電感參數，SHB LLC 可以設置更小的死區時間即可實現ZVS，可以減小占空比損失，尤其是對于運行在高達200 kHz 開關頻率的SST。總之，SHB LLC比DNPC LLC 更容易實現ZVS，因此更加適合高頻高效運行。

圖4 DNPC LLC 和SHB LLC 的ZVS 條件仿真對比Fig.4 Simulation comparison of ZVS conditions between DNPC and SHB LLC converters

1.2 三電平功率單元的中點電壓平衡

考慮器件耐壓，為了三電平功率單元的安全運行，有必要進行中點電壓平衡控制，即通過控制手段使得正、負直流母線電容Cp和Cn的電壓平衡，即各為Vdc/2。由于單元的前后級共中點連接，中點電壓平衡控制既可以由前級負責，也可以由后級負責。前級針對三電平H 橋的中點平衡控制方法[14-15]，本質上都是通過調整零電平的作用時間或占空比，利用網側電流對電容中點進行充放電，達到平衡中點電壓的目的。因此，其控制效果受網側電流的影響，當輕載時電流比較小時，調制波可能超出線性調制區，甚至出現過調制。另外，當空載運行時，電流符號的判斷有可能受限于電流檢測精度導致誤判。總之，在SST 應用中，前級做中點平衡控制具有諸多局限性，本文采用后級SHB LLC 做中點平衡控制，其基本原理是將上下兩個半橋的開關信號進行適當移相，產生Q1和Q3導通或者Q2和Q4導通狀態，利用諧振腔電流對中點進行充放電，從而控制中點電壓平衡。特別是在輕載下，可以利用burst模式的空閑期短時短路變壓器的副邊，增大諧振腔電流，大大增強了中點平衡控制能力，實現了全負載范圍的中點平衡[16]。需要說明的是，當進行移相后，Q1和Q4、Q2和Q3不同開同關，橋臂電壓從兩電平變成了三電平，只不過由于實際中正常的硬件設計不會造成中點很不平衡，因此該移相角極小，也就意味著中間電平的占空比非常小，對諧振變換器的電壓增益特性影響幾乎可以忽略。

2 單元間均壓均流控制

現有文獻中SST 采用后級均壓控制策略者更多。例如，文獻[9]針對諧振變換器拓撲提出了固定電壓變比的想法，由于所有單元的輸出并聯，輸出電壓相等，因此通過固定變比控制間接實現了Vdc相等，即實現了單元間均壓。具體的做法是，讓開關頻率固定在諧振頻率fr附近，類似直流變壓器（DCX）工作。前級負責控制輸出電壓，且前級各單元共用電壓調制波，利用輸入串聯電流相等的電路特點，可以簡單地實現均功率。然而，該方法存在二倍頻功率波動的問題，增加了后級的導通損耗，降低了效率。

2.1 基于直流鏈電壓反下垂的分布式控制方法

針對現有均壓均流控制策略的不足，本文提出一種基于后級SHB LLC 輸入電壓即直流鏈電壓反下垂的分布式均壓控制方法，其控制策略框圖如圖5 所示。

圖5 基于直流鏈電壓反下垂的分布式均壓控制策略Fig.5 Distributed voltage balancing control strategy based on DC-link voltage inverse-droop control

圖5 中，前級采用一個系統集中控制器，負責控制DC-link 平均電壓Vdc_avg，以及網側電流ig，且前級每相內各單元共用電壓調制波或占空比dj，利用輸入串聯電流相等的電路特點，可以簡單實現均功率，記每個單元AC-DC 級的輸入功率為PA2D。后級各單元采用分布式控制器，負責就地控制直流輸出電壓Vo，各個單元的輸出電壓參考值Vo_ref根據其輸入電壓，即DC-link 電壓Vdc，基于反下垂或者“上翹”規律變化[17]，如圖6 所示。具體地，第i 個單元的輸出電壓參考值Vo_refi可以表示為

圖6 輸出電壓參考值“上翹”曲線Fig.6 Inverse-droop curve for the reference value of output voltage

式中：Vset為額定輸出電壓參考值；Vdci為第i 個單元的DC-link 電壓；Vdc_avg為所有單元的DC-link 電壓平均值；Kd為“上翹”斜率系數。

基于反下垂均壓控制策略的基本原理是不失一般性，假設第i 個單元的DC-link 電壓Vdci偏高，則根據圖6 中所示的“上翹”曲線，其輸出電壓參考值Vo_refi將增大，經過電壓環路調節后其開關頻率將降低，使得該單元的后級DC-DC 變換器輸出功率增大，而DC-link 電壓模型可以表示為

式中：Cdc為DC-link 電容；PA2Di為單元AC-DC 級的輸入功率，且各單元的PA2Di相等，即PA2Di=PA2D；PD2Di為單元DC-DC 級的輸出功率，這里假設忽略AC-DC 級和DC-DC 級的功率損耗。

由于各單元的PA2Di相等，根據式（13），易知DC-link 電壓的差模將由PD2Di決定，因此，當PD2Di增大時Vdci將降低，實現了均壓的效果。同理，當第i 個單元的DC-link 電壓Vdci偏低時，根據“上翹”曲線，其輸出電壓參考值Vo_refi將減小，使得該單元的輸出功率減小，根據式（13），當PD2Di減小時Vdci將升高，重新趨于平衡狀態。因此，輸出并聯的多SHB LLC 變換器系統采用反下垂控制可以實現輸入均壓。

當所有單元的DC-link 電壓平衡時，即Vdci=Vdc_avg（i=1，2，…，N），代入到式（12）中，可得Vo_refi=Vset，表明此時輸出電壓也調整到其額定參考值，無需對輸出電壓進行二次調節，即同時實現了輸入均壓和輸出電壓二次調節兩個控制目標。且當所有單元的DC-link 電壓進入平衡穩態時，由式（13）可知，此時PD2Di=PA2Di=PA2D，也實現了DC-DC 級的均功率或均流。

需要指出的是，式（12）中的協調量Vdc_avg也可以替換為Vdc_ref，因為在前級的協調控制下，穩態時Vdc_avg=Vdc_ref。

綜上，基于直流鏈電壓反下垂的分布式控制方法，同時實現了均壓、均功率和輸出電壓二次調節等多個控制目標。

2.2 三相間的二倍工頻環流抑制

基于級聯架構的三相SST 系統，本質上是由3個單相系統組合出來的，單元的輸入功率PA2D中存在二倍工頻波動成分，因此DC-link 電壓，也就是DC-DC 級的輸入電壓Vdc中也存在二倍頻波動，而三相單元的Vdc中的二倍頻波動電壓相位互差120°，當所有的輸出并聯在一起時，三相Vdc間的壓差將造成三相單元的輸出功率PD2D中存在二倍頻環流功率。

上述基于直流鏈電壓反下垂的控制策略僅實現了DC-DC 級的穩態平均功率均衡，對二倍頻或其他諧波次環流并沒有抑制作用。針對該問題，可以在圖5 所示的控制策略基礎上再結合SHB LLC輸出電流的諧振控制器，可以針對二倍頻或其他特定次的諧波環流進行抑制。具體的做法是，將SHB LLC 輸出電流io反饋到一個諧振控制器[18]，產生開關頻率的補償量Δfs，疊加到電壓環輸出的開關頻率中。控制框圖的其他部分同圖5，不再贅述。

3 實驗驗證

為了驗證所提控制策略的有效性，搭建了2 臺電壓10 kV、功率360 kW SST 系統測試平臺，如圖7 所示，采用對拖的方式進行了全電壓滿功率測試。每臺SST 為“3×8”系統配置，即三相星接系統，每相包含8 個功率單元。每臺SST 由1 個輸入柜、2個功率柜和1 個輸出柜組成，其中功率柜里總共包含24 個功率單元，其內部結構如圖7（b）所示。

圖7 兩臺10 kV、360 kW SST 構成的對拖測試平臺Fig.7 Pump back test platform consisting of two 360 kW SSTs with 10 kV input voltage

SST 功率單元樣機及里面的中壓高頻隔離變壓器如圖8 所示，功率單元的額定功率為15 kW，輸出電壓為1 050 V，其中，SHB LLC 隔離DC-DC變換器中的變壓器工作在200 kHz 諧振頻率附近。前級AC/DC 整流器的輸入濾波電感為15 mH，由于單元間采用了載波移相調制，開關管的開關頻率為2 kHz，可以節省開關損耗。

圖8 SST 功率單元及中壓高頻隔離變壓器Fig.8 SST power cell and medium-voltage highfrequency isolation transformer

圖9 為SST 在10 kV 輸入電壓、滿功率360 kW條件下的實驗波形。可以看到，直流輸出電壓穩定控制在1 050 V，網側電流為正弦波，且與電網電壓同相位，即單位功率因數運行。需要說明的是，電網電壓vAB為線電壓，經過電壓互感器150∶1 降壓后接入測量示波器，網側電流iB以流出SST 為正方向。

圖9 10 kV SST 系統滿功率實驗結果Fig.9 Full-load experimental results of 10 kV SST system

圖10 為24 個功率單元內部的DC-link 電壓錄波數據波形。可以看出，所有單元之間實現了均壓，并且所有單元內部的正負半DC-link 電壓VdcP和VdcN都重合在一起，表明中點電壓也都是平衡的，驗證了本文所提均壓控制方法的有效性。

圖10 10 kV SST 系統24 個單元中的直流鏈電壓Fig.10 DC-link voltage of 24 cells in 10 kV SST system

圖11 為SST 系統效率測試結果。可以看出，滿載效率為98.0%，半載時達到了峰值效率98.4%，且在較寬的負載區間內效率超過了98%，實現了高頻高效的目標。

圖11 SST 系統效率測試結果Fig.11 Test result of SST system efficiency

最后，該SST 被運用在美國某超快速電動汽車充電站示范項目中，該示范項目現場如圖12 所示，SST 為“3×9”系統配置，輸入交流13.2 kV 三相中壓、輸出直流電壓1 050 V，提供給后面的DC-DC充電機，充電機輸出電壓范圍為200～1 000 V，最大電流400 A，總功率為400 kW，預計充電10 min 可以提供約290 km 的續航。1 050 V 直流母線將來也可以接入電池儲能系統和分布式光伏發電系統，組成一個直流微電網。

圖12 基于SST 的超快速充電站示范系統Fig.12 Demonstration system of SST-based extremely quick charging station

4 結語

本文提出一種采用SiC 功率器件和三電平拓撲的高頻高效功率單元，并將多個功率單元輸入串聯輸出并聯組成一臺模塊化的SST，可靈活配置應對不同的輸入電壓等級。首先分析并仿真對比了DNPC LLC 和SHB LLC 兩類三電平拓撲的ZVS 條件，結果表明，SHB LLC 具有更寬的ZVS 范圍，更易實現ZVS，意味著SHB LLC 比DNPC LLC 更適合高頻高效運行。基于后級均壓、前級均功率的協調控制思想，提出一種基于直流鏈電壓反下垂的分布式控制方法，同時實現了均壓、均流和輸出電壓二次調節等多個控制目標。然后，搭建了基于SiC MOSFET 的15 kW 三電平功率單元，其中，變壓器工作在200 kHz 諧振頻率附近。基于該功率單元，搭建了10 kV、360 kW SST 系統樣機，驗證了單元間均壓均流等控制策略。最后，以電動汽車快速充電站為例展示了SST 高頻高效優勢，系統效率在較寬的負載區間內均高于98%。該SST 有望在未來的快速充電站中應用，并帶來一個全新的高頻、高效、全模塊化、分布式供電架構。