基于零矢量嵌入的雙向隔離型AC-DC 矩陣變換器分段同步控制策略

梅 楊 許 策 魯喬初

（北方工業大學北京市變頻技術工程技術研究中心 北京 100144）

0 引言

隨著新能源技術的發展，許多學者提出利用儲能系統對可再生能源進行消納，因此儲能技術將在未來新能源發電系統中扮演重要角色。雙向AC-DC變換器是連接儲能單元與電網的接口，在儲能系統中具有重要的作用[1-3]。近年來，雙向隔離型AC-DC矩陣變換器被應用于儲能系統作為接口變換器，具有能量雙向傳輸、網側單位功率因數、體積小、質量輕和功率密度高等優勢，特別是在交流側和直流側之間引入高頻變壓器作為電氣隔離，使得抗干擾能力強，升降壓的范圍寬。因此，獲得了學術界和工業界的廣泛關注[4-7]。

由于雙向隔離型AC-DC 矩陣變換器拓撲結構比較復雜，前后級電路相互耦合，因而不能直接借鑒使用傳統矩陣變換器的調制方法。文獻[8]提出了一種針對高頻鏈矩陣變換器的基于電壓空間矢量調制和前后級移相控制的控制策略，雖然可以實現雙向功率控制，但該策略導致峰值電流較大，從而降低了高頻鏈矩陣變換器的效率。為此，本文提出了一種分段同步控制策略。其中，前級3-1 矩陣變換電路采用對稱雙線電壓調制，后級全橋電路采用傳統的互補控制，并通過在前級端口電壓的脈沖信號中嵌入零矢量，以調節變換器的傳輸功率。為了進一步分析該控制策略的性能，對電感電流峰峰值實現了量化評估，即實現了對變換器電流應力的分析。

1 電路拓撲及工作原理

雙向隔離型AC-DC 矩陣變換器的拓撲如圖1所示，由網側LC 濾波器、前級變換電路、高頻變壓器、后級變換電路和直流側輸出濾波器五個部分組成。其中，網側LC 濾波器用于濾除高頻開關動作產生的高頻電流諧波，防止注入電網造成干擾；前級變換電路由3-1 矩陣電路構成，可將三相工頻交流電轉換為單相高頻交流電，為提高變換器的功率密度，可采用12 個SiC MOSFET 以共源極連接的形式構成6 個雙向開關，按照3×2 矩陣排列；高頻變壓器作為前級變換電路和后級變換電路之間的電氣隔離環節，使變換器可以實現安全可靠的升降壓變換；后級變換電路由全橋電路構成，可將單相高頻交流電轉換為直流電，同樣由四個 SiC MOSFET 組成；直流側濾波器可以保證直流側電壓、電流平滑穩定。

圖1 雙向隔離型AC-DC 矩陣變換器拓撲Fig.1 The topology of bidirectional isolated AC-DC matrix converter

圖1 所示拓撲結構可視為由3-1 AC-AC 矩陣變換器和AC-DC 變換器組合而成，無中間直流母線電容作為儲能元件。因此，該變換器前后級電路之間相互耦合，無法完全獨立控制，大大增加了控制難度。考慮到這一拓撲結構與雙有源橋（Double Active Bridge, DAB）有相似之處，因此可以借鑒其控制思想[9-10]，建立如圖2 所示雙向隔離型AC-DC變換器的等效電路。其中，三相交流電壓源經網側濾波器和前級3-1 矩陣式變換電路后為高頻交流電壓，構成高頻變壓器一次電壓up，可視為一個電壓源；后級全橋電路、輸出濾波器和直流負載，可視為單相電壓源型變換器，其輸入為變壓器二次電壓us，亦可視為一個電壓源；前級串聯電感及高頻變壓器的漏感共同等效為電感L，流過等效電感L的電流為iL(t)。

圖2 雙向隔離型AC-DC 變換器等效電路Fig.2 The equivalent circuit of the bidirectional isolated AC-DC matrix converter

根據上述等效電路可以建立兩個端口電壓和電感L上的電壓電流等量關系為

2 分段同步控制策略

基于雙向隔離型AC-DC 矩陣變換器的基本工作原理和等效電路，本文構建其控制原則如圖2 所示：①前級3-1 矩陣變換電路采用雙線電壓調制法，以提高電壓傳輸比，同時為了避免高頻變壓器出現直流飽和現象，雙線電壓采用正負對稱的分布方式；②為配合前級電路，后級全橋電路采用分段互補控制，即按照前級的兩組線電壓分布情況將整個控制周期分段，在相應時段中采用互補控制；③前、后級電路之間按照輸入線電壓劃分的時段進行分段同步控制，同時為了實現前后級之間功率的傳輸，在前級電路控制中嵌入零矢量以調節中間高頻電感電流。

以整流模式為例，根據上述控制原則進行變換器控制得到的前后級電路電壓和中間電感電流分布如圖3a 所示。圖中，t0為一個控制周期的起始時刻點，一個控制周期Ts分成最大線電壓（第一占空比）作用時間d1Ts、次大線電壓（第二占空比）作用時間d2Ts和零電壓作用時間d0Ts三個部分，在兩組線電壓作用時段中嵌入的兩段零矢量

圖3 整流模式下up、us、iL 的移相控制示意圖和第一扇區開關管控制信號Fig.3 up, us and iL phase-shift control in rectifier mode,control signals of the switches in sector 1

如圖3a 所示，一個控制周期共分為9 段。根據式（1）所示的電壓電流關系，可以推導得各段電感電流表達式為

式中，iL0為一個控制周期起始時刻t0時的電感電流初始值；Umax、Umed分別為uab、uac、ubc、uba、uca、ucb中，極性為正，且幅值最大的和次大的輸入線電壓。

為保證一個控制周期內Umax、Umed對應關系不變，將一個工頻周期平均劃分為12 個扇區，如圖4所示。

圖4 前級電路輸入電壓扇區劃分Fig.4 Sector distribution based on input voltage of pre-stage circuit

以第一扇區為例，此時相電壓ua＞uc＞ub時，幅值最大的正極性線電壓為uab，幅值次大的正極性線電壓為uac，在一個控制周期Ts內，按照本文提出的控制策略，可以得到各開關器件的控制信號如圖3b 所示，其中SaP～ScN為前級3-1 矩陣電路中6 個雙向開關的控制信號，S1～S4為后級全橋電路中4 個單向開關的控制信號。

根據當前扇區的開關狀態，可以確定一個控制周期內，三相電流ia、ib、ic的狀態，如圖5 所示。

圖5 扇區1 時三相輸入電流波形Fig.5 Three-phase input current in sector 1

根據圖5 中各相電流的方向和式（2）中每段電感電流的表達式，可得到各相電流平均值的表達式為

將各個物理量代入式（3）進行化簡整理，得到一個控制周期Ts內各相電流的平均值為

為保證網側電流三相平衡正弦，網側電流與電壓相位相同，設定網側三相電流參考值表達式為

式中，Ii為網側三相電流幅值。

聯立式（3）和式（4），可以求得第一占空比d1、第二占空比d2和零矢量占空比d0在第一扇區的計算公式為

同理可推導出其他11 個扇區中各占空比的表達式，整理可得到本控制策略在整流模式下第一占空比d1、第二占空比d2和零矢量占空比d0為

同理，建立逆變模式下的脈沖寬度調制（Pulse Width Modulation, PWM）脈沖分布如圖6 所示，對其每段占空比的表達式進行理論推導，得到第一占空比d1、第二占空比d2和零矢量占空比d0表達式同式（7）所示。由于能量傳輸方向與整流模式相反，移相角φ的取值范圍為-π 2≤φ＜0 ，移相比δ的取值范圍是-1≤δ＜0 ，其他變量的定義和取值范圍與整流模式相同。

圖6 逆變模式下up、us、iL 的移相控制示意圖Fig.6 up, us and iL phase-shift control in inverter mode

3 電流應力分析

在保證良好輸入輸出性能的基礎上，對所提出控制策略的性能進行了進一步評估，從而明確其優、缺點和適用范圍。類比DAB 的工作特性和性能，控制策略對變換器的電流應力具有顯著的作用，進而對系統的功率損耗和可靠性產生一定影響[11-15]。本文利用電感電流峰峰值對電流應力進行了量化評估，分析了在直流側不同電壓條件下，電感電流峰峰值隨之發生的變化。

由于雙向隔離型AC-DC 變換器可實現升、降壓的變換，其直流側電壓調節范圍寬，在直流側電壓Uo遞增的過程中，需對電感電流峰峰值的變化進行分情況討論。

這里以整流模式為例，分析討論以上三種情況時直流側電壓對電感電流峰峰值的影響。

圖7 在nUo＞Ui條件下電感電流峰峰值示意圖Fig.7 The peak to peak of inductance current under

4 仿真分析

利用Matlab/Simulink 搭建雙向隔離型AC-DC矩陣變換器仿真模型，進行仿真驗證，說明以上理論的正確性和有效性，系統關鍵參數見表1。

表1 仿真關鍵參數Tab.1 The key parameters of simulation

4.1 整流模式

仿真中交流側相電有效值設定為80V，直流側電壓180V，控制頻率為20kHz，移相比δ=0.4。仿真結果如圖8 所示，在整流模式下，可以實現網側電流與電壓同相位，且網側電流正弦度良好，總諧波畸變率（Total Harmonic Distortion, THD）為2.00%，直流側輸出電壓電流波形平穩，輸出電壓紋波約為0.46%，即在整流模式下，實現了良好的輸入輸出性能，驗證了所提調制策略的正確性。

圖8 整流模式下的仿真結果Fig.8 Simulation results in rectifier mode

在整流模式下，設定網側電壓幅值Ui=113V，通過只改變直流側電壓Uo，將Uo從33.3V 一直增大到160V，進行了電感電流峰峰值的仿真計算，結果如圖9 所示。

圖9 整流模式下電感電流峰峰值隨Uo 的變化曲線Fig.9 The peak to peak of iL changing with Uo in rectifier mode

4.2 逆變模式

設定交流側相電壓有效值為80V，直流側電壓為180V，移相比δ=- 0.4。仿真結果如圖10 所示，在逆變模式下，網側電流與電壓相差180°，且網側電流THD 為1.83%，直流側輸出電壓電流波形平穩，輸出電壓紋波約為0.58%，即在逆變模式下，同樣具有良好的輸入輸出性能。因此，采用本文所提出控制策略可以實現功率的雙向傳輸，且可以實現良好的電能質量及穩定的直流側電壓、電流。

圖10 逆變模式下的仿真結果Fig.10 Simulation results in inverter mode

在逆變模式下設定網側電壓幅值Ui=113V，移相比δ=- 0.4。將Uo從33.3V 一直增大到160V，進行了電感電流峰峰值的仿真計算，仿真結果如圖11 所示。

圖11 逆變模式下電感電流峰峰值隨Uo 的變化曲線Fig.11 The peak to peak of iL changing with Uo in inverter mode

4.3 電流應力仿真對比分析

為了進一步驗證本文所提出控制策略在減小電流應力方面的效果，將本文控制策略與文獻[17]提出的“后級電路移相、前后級電路同步”控制策略進行了仿真對比分析。分別考慮整流模式和逆變模式下，電感電流峰峰值隨直流側電壓變化的特性。

圖12 為整流模式下兩種控制策略的電感電流峰峰值隨直流側電壓Uo的變化曲線。其中，實線為本文控制策略的仿真結果，虛線為文獻[17]控制策略仿真結果。由圖12 可以看出，兩種控制策略的電感電流峰峰值變化曲線均呈先減小后增大的趨勢，但曲線斜率和對應的電感電流峰峰值略有不同。

圖12 整流模式下兩種控制策略對比（仿真結果）Fig.12 Comparison of simulation results of two control strategies in rectifier mode

圖13 為逆變模式下兩種控制策略的電感電流峰峰值隨直流側電壓Uo的變化曲線。其中，實線為本文控制策略的仿真結果，虛線為文獻[17]策略的仿真結果?？梢钥闯?，兩種控制策略的電感電流峰峰值變化曲線均呈先減小后增大的趨勢，但曲線斜率和對應的電感電流峰峰值略有不同。對比可得，

圖13 逆變模式兩種方法對比（仿真結果）Fig.13 Comparison of simulation results of two control strategies in inverter mode

5 實驗驗證

為驗證所提出控制策略的可行性與有效性，搭建了一臺2.2kW 的雙向隔離型AC-DC 矩陣變換器的實驗樣機，如圖14 所示。根據變換器的工作電壓，前后級變換電路采用寬禁帶器件SiC MOSFET，型號為 C3M0075120J ； 變換器控制器采用TMS320F28335PGFA 型DSP 芯片作為主控制器，進行各電壓電流采集、判斷扇區號、計算控制脈寬等；DSP 的輸出信號送入 EPM1270T144C5N 型CPLD，進行邏輯解碼和生成死區時間，實現安全換流，并根據各個故障信號進行保護邏輯處理。

圖14 實驗平臺Fig.14 Photo of the experimental platform

5.1 整流模式

設定交流側相電壓有效值為80V，直流側電壓為180V，δ=0.4，進行實驗驗證。實驗結果如圖15所示，網側輸入電流和電壓相位基本相同，測得功率因數cosφ=0.976。網側電流三相平衡，正弦度良好，THD=2.25%，諧波含量很小。直流側電壓紋波為2.56%，對輸出電壓的控制性能良好。

圖15 整流模式下的實驗結果Fig.15 Experimental results in rectifier mode

與仿真條件相同，在整流模式下設定網側電壓幅值Ui=113V，通過只改變直流側電壓Uo，將Uo從33.3V 一直增大到160V，測試電感電流峰峰值，實驗結果如圖16 所示。

圖16 整流模式下電感電流iL 峰峰值隨Uo 的變化曲線Fig.16 The peak to peak of iL changing with Uo in rectifier mode

5.2 逆變模式

設定交流側相電壓有效值為80V，直流側電壓為180V，δ=-0 .4，進行實驗驗證。實驗結果如圖17 所示，網側輸入電流和電壓相位相反，測得功率因數cosφ=-0.976。網側電流三相平衡，正弦度良好，THD=3.79%，諧波含量很小。直流側電壓紋波為3.45%，對輸出電壓的控制性能良好。

圖17 逆變模式下的實驗結果Fig.17 Experimental results in inverter mode

與仿真條件相同，在逆變模式下設定網側電壓幅值Ui=113V，移相比δ=-0 .4，將Uo從33.3V 一直增大到160V，測試電感電流峰峰值，實驗結果如圖18 所示。

圖18 逆變模式下電感電流iL 峰峰值隨Uo 的變化曲線Fig.18 The peak to peak of iL changing with Uo in inverter mode

5.3 電流應力實驗對比分析

與仿真工況相同，將本文控制策略和文獻[17]控制策略在整流模式和逆變模式下，測試電感電流峰峰值隨直流側電壓變化的實驗結果，并進行對比分析。

圖19 整流模式兩種方法對比（實驗結果）Fig.19 Comparison of experiental results of two control strategies in rectifier mode

圖20 逆變模式兩種方法對比（實驗結果）Fig.20 Comparison of experiental results of two control strategies in inverter mode

6 結論

本文提出了一種基于零矢量嵌入的雙向隔離型AC-DC 矩陣變換器分段同步控制策略。仿真和實驗表明該控制策略具有如下優勢：

1）網側電流正弦度高，功率因數接近1。

2）直流側電壓、電壓平滑穩定且紋波小。

綜上所述，采用本文提出的控制策略可實現雙向隔離型AC-DC 變換器功率的雙向傳輸，不僅能夠保證良好的輸入輸出性能，而且在較低輸出電壓范圍內具有更小的電感電流應力，有助于降低器件損耗，提高變換器效率，并提升系統可靠性。