混合H橋級聯逆變器的改進型調制策略

楊真理，唐紅雨

（鎮江市高等專科學校電信學院，江蘇 鎮江 212000）

伴隨著對系統功率等級要求的不斷提高，多電平逆變器的研究現已得到了廣泛關注。相較于傳統兩電平逆變器，多電平逆變器在開關管電壓應力、逆變器輸出波形質量、電磁干擾等方面具有明顯優勢[1]。

在三種傳統多電平拓撲中，級聯H橋型（cas?caded H-bridge，CHB）逆變器在相同器件總數的情況下，輸出電平數最多，且控制簡單，控制自由度高，易于實現模塊化，但需要多個獨立的電壓源，通常由多繞組移相變壓器、光伏電池、燃料電池和蓄電池等承擔相互獨立的電能供應[2-4]。以等壓CHB型逆變器為基礎，早在1998年，文獻[5]便提出一種混合H橋級聯拓撲，后經長期發展，現出現了多種混合型拓撲[6-8]。

混合H橋級聯拓撲采用傳統混合調制策略時，可能存在一些問題。例如，直流側電壓比為1∶2的混合H橋級聯拓撲，采用傳統混合調制策略，低壓單元存在能量倒灌問題，為此，文獻[9-11]提出了多種新的調制策略。又例如，直流側電壓比為1∶3的混合H橋級聯拓撲采用傳統混合調制策略時，低壓單元存在超調問題，為此，文獻[12]提出了一種新的調制技術，有效解決了上述問題，但需要額外的高壓單元輸出電壓采樣電路，利用采樣結果進行低壓單元調制波信號的計算，控制實現過程較為復雜，且不利于DSP實現。因此，有必要對傳統調制策略做出一些改進，不斷改善逆變器的多方面性能，從而提高混合拓撲的實用性。

本文選取直流側電壓比為1∶3的混合H橋九電平逆變器作為研究對象。首先，對傳統混合調制策略進行分析，指出其固有的過調制問題。然后，針對存在問題的區間，調整高、低壓單元的調制過程，提出一種改進型調制策略，對調制的基本原理和逆變器的輸出特性進行詳細理論分析。最后，通過仿真和實驗結果，對比驗證所提改進型調制策略在避免過調制方面的有效性與可行性。

1 拓撲及調制策略分析

1.1 混合H橋九電平逆變器

圖1所示為混合H橋九電平逆變器的拓撲，其由2個相互獨立供電的H橋單元級聯而成，級聯單元Hi的直流側電壓和交流側輸出電壓分別為 Udci和 uoi，i取值為 1，2；兩單元直流側電壓比Udc1∶Udc2=1∶3；逆變器的交流側輸出電壓和輸出電流分別為uo和io。

圖1 混合H橋九電平逆變器Fig.1 Nine-level hybrid H-bridge inverter

表1給出了逆變器輸出電壓與級聯單元開關管開關狀態之間的關系。由表1可見，逆變器輸出不同電壓時的電平合成方式唯一，但在輸出電壓為0，±E，±3E時，具有多種開關狀態，對應較高的控制自由度。

表1 逆變器輸出電壓與開關狀態關系Tab.1 Relationship between the output voltage and switching status of the inverter

1.2 傳統混合調制策略分析

圖2所示為適用于本文研究對象的傳統混合調制策略的原理圖，高壓單元H2和低壓單元H1分別工作于基頻、高頻狀態。圖中，低壓單元H1的載波為同幅、同頻、同相層疊的UCL+，UCL-，分別位于[0，E]和[-E，0]層域；高壓單元H2和低壓單元H1的調制波分別為uref2，uref1。

圖2 傳統混合調制策略Fig.2 Traditional hybrid modulation strategy

觀察圖2，在傳統混合調制策略下，uref∈[E，2E]∪[-2E，-E]的區間，低壓單元H1存在過調制問題，相應區間內，正半周期uo1恒為E，負半周期uo1恒為-E。而在其余區間內，級聯單元和逆變器輸出滿足期望情況，沒有問題，無需改進。上述過調制的出現會在逆變器輸出電壓中引入難以濾除的低次諧波，將嚴重影響負載的運行性能，如電機負載低速時的調速性能等。相關仿真驗證詳見第3節。

2 改進型調制策略

2.1 調制原理

為從根本上解決過調制問題，本文以傳統混合調制策略為基礎，同時對高、低壓單元的調制進行改進，提出一種改進型調制策略，如圖3所示。圖中，UCH+，UCH-為同幅、同頻、同相層疊的載波，分別位于[E，2E]和[-2E，-E]層域，用于高壓單元 H2調制，但二者相位均與 UCL+，UCL-反相；uref11，uref12為改進后低壓單元H1的調制波，其余變量定義與圖2一致。

圖3 改進型調制策略Fig.3 Improved modulation strategy

所提策略下，高壓單元H2在部分區間高頻工作，其調制原理為：當uref2≥UCH+時，驅動開關管Q21開通，反之驅動開關管Q22開通；當uref2≥UCH-時，驅動開關管Q24開通，反之驅動開關管Q23開通。調制波uref2以及逆變器期望輸出電壓的瞬時值uref的表達式為

式中：m為調制比。

所提策略下，低壓單元H1由“單調制波”調制變為“雙調制波”調制，其調制原理為：當uref11≥UCL+時，驅動開關管Q11開通，反之驅動開關管Q12開通；當uref12≥UCL-時，驅動開關管Q14開通，反之驅動開關管Q13開通。調制波uref11，uref12的表達式分別為

對比圖2和圖3可知，僅在uref∈[E，2E]∪[-2E，-E]的區間，高、低壓單元的輸出發生變化，此時高、低壓單元均不再輸出恒電平，為PWM調制過程，無過調制出現。而在其余區間內，圖2和圖3中的輸出一致。換而言之，改進型調制策略僅針對問題區間的輸出進行了改進，而無問題區間保持不變。顯然，無問題區間內，逆變器的輸出滿足期望情況；但問題區間經改進后，逆變器的輸出特性是否得到改善，將在2.2節中詳細論證。

2.2 逆變器輸出特性分析

下面將分別對 uref∈[E，2E]和 uref∈[-2E，-E]兩個區間內的逆變器輸出特性進行詳細分析。

2.2.1 uref∈[E，2E]區間

圖4所示為uref∈[E，2E]區間時的調制情況，對應逆變器輸出E?2E的PWM波形，“?”表示電平切換。

根據該區間內高、低壓單元的輸出情況，定義在單位載波周期，高壓單元H2輸出電平3E的時間、低壓單元H1輸出電平E的時間、低壓單元H1輸出電平-E的時間與載波周期的比值分別為dH+，dL+，dL-。

結合圖 4，經計算可知，dH+，dL+，dL-的表達式分別為

圖4 正半周期輸出特性分析Fig.4 Output analysis in the positive half cycle

此時，高壓單元H2和低壓單元H1的輸出電壓開關周期平均值分別為

結合式（2）～式（8），即可計算得到uref∈[E，2E]區間內逆變器輸出電壓的開關周期平均值為

2.2.2 uref∈[-2E，-E]區間

圖5所示為uref∈[-2E，-E]區間時的調制情況，對應逆變器輸出-2E?-E的PWM波形。

圖5 負半周期輸出特性分析Fig.5 Output analysis in the negative half cycle

與正半周期相比，該區間內，低壓單元H1仍然僅輸出-E，E兩種電平，經計算可知，此時低壓單元H1輸出電壓開關周期平均值表達式與式（8）一致。而對于高壓單元H2而言，此時其輸出-3E電平，定義高壓單元H2輸出電平-3E的時間與載波周期的比值為dH-，經計算可知表達式為

此時，高壓單元H2的輸出電壓開關周期平均值為

結合式（2）、式（3）、式（5）、式（6）、式（8）、式（10）、式（11），即可計算得到uref∈[-2E，-E]區間內逆變器輸出電壓的開關周期平均值為

綜上所述，根據式（9）、式（12）便知，在改進后的uref∈[E，2E]∪[-2E，-E]區間，逆變器輸出電壓的開關周期平均值始終等于逆變器期望輸出電壓的瞬時值，滿足期望情況。加之無問題區間調制未改變，即可確定在整個輸出周期內，采用改進型調制策略，逆變器輸出電壓波形質量均較好，不存在過調制問題。同時，改進型調制策略的控制較為簡單，只需將式（1）～式（3）中的調制波分別與各自載波比較即可得到相應的驅動信號，便于數字實現。

3 仿真驗證

為了驗證所提改進型調制策略的正確性，在Matlab/Simulink平臺上分別搭建傳統策略和改進型策略的高壓大功率仿真模型，進行對比仿真。仿真參數為：Udc1=1 000 V，Udc2=3 000 V，m=0.86，載波頻率fc=10 kHz，負載電阻R=24 Ω。

圖6所示分別為傳統和改進型調制策略下，高、低壓單元及逆變器的輸出電壓仿真波形。由圖6a可知，采用傳統混合調制策略，在uref∈[E，2E]∪[-2E，-E]的區間，低壓單元H1和逆變器的輸出均為恒值，表明低壓單元H1存在過調制現象。由圖6b可知，采用改進型調制策略，在整個輸出周期，各級聯單元和逆變器輸出均為PWM波形，無過調制現象。

圖6 輸出電壓波廝Fig.6 Waveforms of output voltage

圖7所示為傳統混合調制策略下，逆變器輸出相電壓和線電壓的頻譜分析。可見，二者頻譜中均出現了大量的低次諧波，相電壓中3次、5次、7次諧波含量較大；線電壓中3次諧波自動消除，但5次、7次及其他低次諧波的含量仍較大，這將嚴重影響負載的運行性能。

圖7 逆變器輸出電壓頻譜分析（傳統）Fig.7 Frequency spectrum analysis of inverter output voltage（tradition）

圖8所示為改進型調制策略下，逆變器輸出相電壓和線電壓的頻譜分析。對比圖7與圖8易知，采用改進型調制策略后，逆變器輸出電壓中原有的低次諧波均不再存在，其諧波主要分布在在開關頻率及其邊帶處。

圖8 逆變器輸出電壓頻譜分析（改進型）Fig.8 Frequency spectrum analysis of inverter output voltage（improved）

4 實驗驗證

為進一步驗證本文所提改進型調制策略的可行性，搭建了單相實驗樣機，控制器采用TMS3-20F28335。樣機參數為：Udc1=90 V，Udc2=270 V，m=0.86，載波頻率fc=10 kHz，負載電阻R=24 Ω。

圖9所示為改進型調制策略下，高、低壓單元及逆變器的輸出電壓實驗波形。可見，高壓單元H2僅在極小的區域內高頻工作，不會對開關管的性能、使用壽命等產生過大影響。此外，低壓單元H1輸出為三電平PWM波形，無輸出恒電平的區域，不再存在過調制問題，則逆變器九電平輸出電壓中也將不再含有大量低次諧波。

圖9 輸出電壓波廝（改進型）Fig.9 Waveforms of output voltage（improved）

圖10所示為改進型調制策略下，濾波后的逆變器輸出電壓uload和輸出電流實驗波形。可見，濾除高次諧波后，輸出電壓和輸出電流波形的正弦性較好，波形質量較優。

圖10 濾波后的輸出波廝（改進型）Fig.10 Waveforms of filtered output（improved）

5 結論

針對直流側電壓比為1∶3的混合H橋級聯逆變器，采用傳統混合調制策略時，低壓單元會出現過調制問題，在逆變器輸出相電壓和線電壓中均引入難以消除的低次諧波，影響負載的運行性能。為了解決這個問題，提出一種基于調制重組的改進型調制策略，詳細介紹了高、低壓單元的調制原理，并對改進后的逆變器輸出特性進行了理論分析。仿真和實驗結果表明，本文所提改進型調制策略控制過程簡單，可有效解決傳統混合調制策略下的過調制問題，消除逆變器輸出相電壓和線電壓中的低次諧波，改善逆變器的輸出性能。