基于STM32的無位置傳感器BLDCM控制系統

萬 清，李克靖，王賢會，宋 錦

（中科芯集成電路有限公司，江蘇無錫214072）

1 引言

無刷直流電機（Brushless DC Motor，BLDCM）是隨電子技術發展而產生的一種利用電子換相的新型電機[1]，其轉矩慣量低、無需電刷換相，同時具有結構簡單、運行效率高以及調速性能好等優點，因此在汽車電子、精密機械、家用電器、機器人等工業及民用領域均有著廣泛的應用[2-4]。然而，傳統的BLDCM控制采用霍爾傳感器、編碼器等作為電機位置傳感器來檢測轉子位置，在增加電機成本及結構復雜性的同時引入了潛在的故障因素，且在某些工作環境下，使用傳感器不適合實際工況，如水泵、壓縮機等工作在浸沒的環境中，位置傳感器會降低系統整體的可靠性。因此，無位置傳感器的BLDCM控制成為近年來的熱門研究方向之一。

市場上的BLDCM控制普遍采用專用的集成芯片、高性能DSP或單片機，其中專用集成電路的擴展性受到限制，而高性能的DSP芯片往往價格昂貴，隨著市場上多款高性價比MCU芯片的出現，大部分應用場景的控制性能和處理速度可以得到滿足且能夠實現較復雜的控制算法。

電機轉子初始位置檢測的準確性是電機啟動的關鍵環節，傳統的三段式啟動法采用預定位的方法，導通任意兩相，同時控制導通時間，使轉子轉到對應的位置完成定位，該方法實現簡單，但是受不同負載影響較大，且容易出現電機小幅度倒轉的現象[5]；升頻升壓法通過調節繞組導通脈寬來控制加載到繞組上的電壓，在一定升頻速度內可實現不同負載下的可靠啟動，但是需要添加特殊的硬件電路，使系統整體可靠性降低[6]。本文采用旋轉電壓脈沖注入法對轉子位置進行初始檢測并對電流采樣硬件電路進行了優化處理，在多款電機上運行效果良好，可滿足大部分場合的應用需求。

2 系統工作原理

2.1 換相原理

無刷直流電機的換相是實現其平穩運行的關鍵，本系統采用的是傳統的二二導通模式，即任意時刻都有且只有兩個MOS管導通。無刷直流電機等效電路如圖1所示，MOS管的導通順序依次是T1T6、T1T2、T3T2、T3T4、T5T4、T5T6。每個MOS管導通120°電角度，中間間隔60°電角度，并處于關斷狀態，這樣可以很好地避免死區的產生[7]。

圖1 無刷直流電機等效電路

2.2 反電動勢過零點檢測

無刷直流電機控制中常常采用成本較低的霍爾傳感器來檢測換相點，將3個霍爾元件間隔120°電角度進行安裝，霍爾扇區和三相反電動勢如圖2所示，3個霍爾元件（A、B、C）的輸出信號將360°電角度分成6個扇區，實線為信號電平變化，虛線為三相反電動勢波形，可以看出每兩個換相點中間都對應一相反電動勢的極性改變，即反電動勢由正變為負或由負變為正的點，稱為過零點。利用這一特性，只需準確檢測出反電動勢過零點，再延遲30°電角度即為下一個換相時刻。

圖2 霍爾扇區和三相反電動勢

由于在無刷直流電機方波驅動過程中，總有一相MOS管為懸空狀態，導通相進行PWM調制時，在兩相導通時刻觸發ADC采樣懸空相電壓即可認為是該相的反電動勢，通過與母線電壓的一半相比較就可以得到過零點信號。

2.3 轉子初始位置檢測

由于電機繞組的反電動勢與轉速成正比，當轉速較低時，反電動勢也會非常小以致難以準確檢測。因此需要將電機加速到一定轉速，使反電動勢達到能夠被準確檢測的水平，才能切換到反電動勢法控制模式。

電機從靜止狀態啟動時，需要先確定轉子的初始位置才能決定第一次應該導通哪兩個功率管。傳統的三段式啟動法采用預定位的方式，導通任意兩相，并控制電流大小與導通時間，使轉子的磁極與合成磁場的軸線重合，從而使轉子轉到該導通狀態對應的位置完成轉子的定位。該方法簡單易實現，但是導通時間的確定需要反復試驗來確定，且容易受到負載變化的影響，同時還常常出現電機小幅度倒轉的現象。

由于永磁體轉子對帶鐵心的定子繞組會發生增磁或去磁現象，具體表現為轉子和繞組的相對位置不同，繞組的電感也隨之變化[8]。本系統基于此引入旋轉電壓脈沖注入法檢測轉子初始位置。電壓脈沖注入如圖3所示，先將某相繞組接到高電平，其他兩相接地，通電一段時間，然后將原來接高電平的繞組接地，其他兩相繞組改接到高電平，產生一個方向相反的磁場。由于兩種情況通電時間都比較短，電機不會轉動，而繞組中會產生電流脈沖，比較兩種情況下電流脈沖的大小，即可得出兩次繞組電感的大小，從而把轉子定位在180°電角度范圍內。然后換一相繞組重復剛才的過程，把轉子定位在另外180°電角度范圍內，三相繞組各進行一次檢測，即可將轉子位置確定在一個扇區中。

圖3 電壓脈沖注入示意

3 系統硬件設計

3.1 硬件總體設計

系統采用的芯片型號為STM32F031C6T6，該芯片基于Cortex-M0內核，有48個引腳，時鐘頻率達到48 MHz，帶有多個ADC采樣通道和定時器，滿足電機控制的外設資源需求。系統硬件電路總體結構如圖4所示，主要由主控芯片、逆變驅動電路、電流電壓檢測保護電路以及反電動勢檢測電路組成。

圖4 系統硬件電路總體結構

3.2 驅動電路設計

驅動電路由分立器件構成，相比集成驅動芯片成本更低且維修方便[9]。驅動電路分為上橋臂和下橋臂兩個對稱的部分，功率管驅動電路各如圖5所示，以U相電路為例，由主控芯片輸出的PWM_U+和PWM_U-信號分別控制上下管柵極電壓，上下橋臂的有效電平均為低電平。由于三相逆變功率管MOSFET的柵極電壓高于漏極電壓3～6 V時才能保證飽和導通，否則將大大增加功率管損耗。系統采用自舉電容法抬高MOSFET上橋臂驅動，自舉電容CD11在MOSFET導通前充電至+12 V，在上橋臂驅動電路中，當PWM_U+輸出低電平時，v16和t1導通，由于自舉電路的作用，上橋臂的兩個功率管V1和V2的柵極電壓高于源極12 V左右可以完全導通。

圖5 功率管驅動電路

3.3 電流采樣電路設計

電流采樣電路通過檢測采樣電阻的電壓計算得到目標電流值，為了降低功耗產生，本系統將兩根阻值為5 mΩ的康銅絲并聯作為采樣電阻。母線電流采樣電路如圖6所示，實際母線電流由電源正極經過逆變電路、采樣電阻到電源負極，由于采樣電阻上的壓降很小，為避免周圍的干擾信號影響采樣準確性，采樣電路設計了R5和C39組成濾波電路。

圖6 母線電流采樣電路

4 系統軟件設計

系統軟件設計流程如圖7所示。程序采用前后臺控制：基本功能和循環等待作為前臺程序，中斷函數為后臺程序。主程序中完成芯片外設的初始化、狀態機更新、故障處理和功能處理；中斷函數實現電機驅動控制，包括反電動勢采樣、過零點檢測、換相以及生成PWM電機驅動信號等。

圖7 軟件設計流程

ADC采樣完成中斷程序中檢測三相反電動勢過零點時刻，進而控制各MOS管的導通關斷情況來完成電機換相，并通過Systick時鐘計數器，獲取相鄰兩相反電動勢過零點的時間差值，即為電動機運行一個扇區所需時間，同時根據扇區更新計數求出電機運行速度作為反饋，完成速度PID閉環控制。

5 試驗結果及分析

設計的控制器實物如圖8所示，為測試本系統控制效果的普適性，在不同型號的電機上進行了測試。測試所用電機如圖9所示，包括電動兩輪車用輪轂電機、電動三輪車用中置電機以及小功率的太陽能水泵電機。測試結果顯示，本系統可以驅動上述電機平穩運行，且響應速度快，輸出轉矩穩定。

圖8 控制器實物

圖9 測試所用電機

系統在輪轂電機上運行時的三相電壓波形如圖10所示，可以看出波形形態規則，換相時刻也能保持平穩。

圖10 三相電壓波形

測試還對本系統和采用預定位方法的啟動電流波形進行了對比。圖11(a)為本系統啟動電流波形，圖11(b)為采用預定位法的啟動電流波形。本系統采用旋轉脈沖注入方式提高了轉子初始位置檢測的準確性，靜止啟動時電流由于拉動電機短時間升高后趨于平穩，而采用預定位法時由于電機出現小幅度的倒轉，電流出現較長時間的波動。

圖11 啟動電流波形對比

用輪轂電機測試時，采用專業的電機測功系統，測試得到的測功曲線如圖12所示，進入限流狀態后電流能穩定保持在限流值附近，且低速大轉矩下依然能夠保持平穩運行，48 V供電時，最大轉矩達到70 N·m，與市場上相同功率的霍爾電動車控制器相當。

圖12 系統測功曲線

6 結束語

本文針對無刷直流電機設計實現了一種基于旋轉脈沖注入的無位置傳感器閉環控制系統，通過大量測試證明該系統能夠較好地實現電機的調速、啟停，輸出轉矩平穩、換相位置準確，成功應用于電動兩輪車控制器修復模式，在電機霍爾故障時保證電機安全運行，同時對不同電機具有較好的適應性，在水泵電機、風機、園林工具等領域均有較高的應用價值。