RFID多頻點(diǎn)聯(lián)合測(cè)距系統(tǒng)中的信號(hào)檢測(cè)方法

熊 鑫，田增山

(重慶郵電大學(xué) 通信與信息工程學(xué)院，重慶 400065)

0 引 言

射頻識(shí)別技術(shù)(Radio FrequencyIdentificatio,RFID)以其體積小、速度快、成本低等諸多優(yōu)勢(shì)，目前已廣泛應(yīng)用于物聯(lián)網(wǎng)領(lǐng)域。傳統(tǒng)RFID主要應(yīng)用在非接觸識(shí)別上。隨著研究的深入，越來(lái)越多的研究人員將目光聚集在RFID的位置服務(wù)中。其中比較典型的實(shí)現(xiàn)方法大致可以分為兩類，一類基于接收的信號(hào)強(qiáng)度指示(Received Signal Strength Indication,RSSI)[1-3]，另一類基于信道狀態(tài)信息(Channel State Information,CSI)[4-9]。已有研究表明，相對(duì)于RSSI，CSI具有更細(xì)的信息粒度[4]，理論上能夠達(dá)到更高的精度，但基于CSI的距離解算方法精度受限于信號(hào)帶寬，與傳統(tǒng)RFID系統(tǒng)工作帶寬窄的特點(diǎn)相沖突，由此給基于CSI的距離解算方法帶來(lái)較多限制。受限于RFID的窄帶特性，文獻(xiàn)[5]對(duì)工作范圍和天線布局都提出了嚴(yán)苛的限制；文獻(xiàn)[6-7]使用天線陣列和合成孔徑雷達(dá)(Synthetic Aperture Radar,SAR)技術(shù)來(lái)提高系統(tǒng)性能，但該方法要求標(biāo)簽(Tag)處于運(yùn)動(dòng)狀態(tài)，當(dāng)處于靜止時(shí)無(wú)法對(duì)得到Tag的位置信息。文獻(xiàn)[8]使用定制的寬帶RFID系統(tǒng)，擴(kuò)展了傳統(tǒng)RFID系統(tǒng)的帶寬，具有很高的靈活性和測(cè)距精度，但該方法不兼容傳統(tǒng)的RFID系統(tǒng)。

綜上所述，在兼容傳統(tǒng)RFID系統(tǒng)的同時(shí)擴(kuò)展系統(tǒng)帶寬，對(duì)基于CSI的RFID位置服務(wù)系統(tǒng)顯得十分重要。文獻(xiàn)[9]提出了一種多頻點(diǎn)聯(lián)合定位系統(tǒng)，該系統(tǒng)由自制的跳頻系統(tǒng)和用軟件無(wú)線電實(shí)現(xiàn)的全雙工RFID讀寫器組成，在兼容傳統(tǒng)RFID的同時(shí)擴(kuò)展了系統(tǒng)帶寬，且實(shí)現(xiàn)了高精度定位，但該文側(cè)重于可行性分析和定位算法的實(shí)現(xiàn)，并未對(duì)其中的關(guān)鍵功能模塊即跳頻系統(tǒng)是如何檢測(cè)Tag反射信號(hào)并提取CSI的過(guò)程進(jìn)行描述，而該模塊的性能將直接影響系統(tǒng)的整體性能。基于此，本文提出一種Tag反射信號(hào)的檢測(cè)方法，利用Tag反射信號(hào)的功率譜特性，通過(guò)分析接收信號(hào)的能量譜，識(shí)別Tag反射信號(hào)得到識(shí)別信號(hào)，再利用能量檢測(cè)方法對(duì)識(shí)別信號(hào)進(jìn)行范圍限制得到檢測(cè)信號(hào)；然后改進(jìn)了文獻(xiàn)[10]中的信道估計(jì)方法，搭建了多頻點(diǎn)聯(lián)合測(cè)距系統(tǒng)以驗(yàn)證系統(tǒng)性能。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，該系統(tǒng)具有較高的檢測(cè)效率；經(jīng)本文改進(jìn)的信道估計(jì)方法能有效減小載波相位的方差，且系統(tǒng)平均測(cè)距誤差約為2.5 cm，實(shí)現(xiàn)了厘米級(jí)測(cè)距。

1 系統(tǒng)結(jié)構(gòu)及距離求解

1.1 系統(tǒng)整體結(jié)構(gòu)

多頻點(diǎn)聯(lián)合跳頻測(cè)距系統(tǒng)結(jié)構(gòu)如圖1所示。該系統(tǒng)正常工作基于Tag已被驗(yàn)證的特性[9]：當(dāng)Tag處于激活狀態(tài)時(shí)，其相當(dāng)于一面鏡子，可以反射一定頻率內(nèi)任何形式的信號(hào)。在本系統(tǒng)中，Reader先用頻率為f1的信號(hào)使Tag處于激活態(tài)，同時(shí)SDR1發(fā)送頻率為f2的純載波跳頻信號(hào)(從起始頻點(diǎn)到終止頻點(diǎn)順跳頻)，這樣Tag就會(huì)將兩個(gè)頻率上的信號(hào)同時(shí)反射出去，SDR2接收到攜帶Tag調(diào)制信息的頻率為f2的信號(hào)后，經(jīng)過(guò)信號(hào)檢測(cè)、位同步、信道估計(jì)(得到CSI)及解碼后，再根據(jù)循環(huán)冗余校驗(yàn)(Cyclic Redundancy Check，CRC)結(jié)果，只保留解碼正確的Tag反射信號(hào)的CSI。這樣，通過(guò)跳頻就能得到若干個(gè)頻點(diǎn)的CSI，接下來(lái)通過(guò)處理多頻點(diǎn)的CSI得到多頻點(diǎn)相位信息，再消除其中的相位誤差[9]，最后通過(guò)求解整周模糊得到最終的距離測(cè)定結(jié)果。值得注意的是，本文系統(tǒng)中SDR1和SDR2之間必須保持載波相位的頻率和相位上的同步，這樣才能成功解碼并提取正確的載波相位[10]。

圖1 測(cè)距系統(tǒng)結(jié)構(gòu)

1.2 整周求解與距離測(cè)定

圖2 整周求解

2 信號(hào)檢測(cè)

Tag反射信號(hào)經(jīng)空口傳播至SDR2接收天線；接著，SDR2對(duì)反射信號(hào)進(jìn)行I、Q解調(diào)和數(shù)字采樣，此時(shí)反射信號(hào)從高頻的無(wú)線信號(hào)變成了基帶的數(shù)字采樣信號(hào)，因?yàn)門ag并不總是反射信號(hào)，所以此時(shí)的數(shù)字采樣信號(hào)中包含的反射信號(hào)比例并不高，需要作進(jìn)一步處理；然后，識(shí)別數(shù)字采樣信號(hào)中是否包含標(biāo)簽反射的信號(hào)，將包含表現(xiàn)反射信號(hào)的部分保留，不包含的部分舍棄；最后，進(jìn)一步對(duì)識(shí)別信號(hào)進(jìn)行范圍限制，得到最終的檢測(cè)信號(hào)。信號(hào)檢測(cè)的過(guò)程實(shí)際上就是從數(shù)字采樣信號(hào)中篩選標(biāo)簽反射信號(hào)的過(guò)程。本文根據(jù)反射信號(hào)的功率譜特性提出信號(hào)識(shí)別方法，然后用能量檢測(cè)的方法實(shí)現(xiàn)信號(hào)檢測(cè)，后文將逐一介紹。

2.1 Tag反射信號(hào)模型及功率譜特性

根據(jù)GEN2協(xié)議，Tag支持兩種編碼方式，分別是FM0編碼和Miller編碼，本系統(tǒng)采用FM0編碼。由文獻(xiàn)[13]知，F(xiàn)M0編碼信號(hào)的功率譜表達(dá)式為

(1)

由上式可畫出Tag反射信號(hào)的單邊功率譜密度圖,如圖3所示。

圖3 Tag反射信號(hào)單邊功率譜

觀察圖3可知,FM0編碼信號(hào)的功率譜能量主要集中在主瓣內(nèi)，主瓣寬度為二倍碼頻(2/T)。

2.2 信號(hào)識(shí)別

在圖3中，Tag反射的經(jīng)FM0編碼的信號(hào)功率譜分布能量集中在f∈[0,2/T]之間，為防止直流信號(hào)影響，本文通過(guò)判斷信號(hào)功率是否集中在f∈[1/2T,2/T]來(lái)判斷反射信號(hào)中是否包含Tag反射信號(hào)。

假設(shè)在軟件無(wú)線電接收端的基帶復(fù)采樣率為Ssam，F(xiàn)M0編碼的符號(hào)周期為T，將接收端序列y(n)作N點(diǎn)傅里葉變換：

Y(k)=FFT[y(n)]N。

(2)

易知Y(k)是一個(gè)長(zhǎng)度為N的復(fù)序列。

由數(shù)字信號(hào)處理相關(guān)知識(shí)可知，Y(k)是對(duì)離散序列y(n)的頻譜在f∈[-Ssam/2,Ssam/2]上的頻域采樣，其頻率分辨率Fs=Ssam/N。

本文用以下方法來(lái)衡量接收端序列y(n)在頻率區(qū)間f∈[-2/T,-1/2T]∪[1/2T,2/T]上的集中程度：

(3)

式中：k1、k2分別表示頻率f1=1/2T和f2=2/T在Y(k)對(duì)應(yīng)的點(diǎn)，

(4)

當(dāng)接收到Tag反射信號(hào)時(shí)，頻譜能量集中于該區(qū)域，此時(shí)η較大，當(dāng)不包含時(shí)η較小。

圖4是按照本文信號(hào)識(shí)別方法，以每512個(gè)數(shù)據(jù)點(diǎn)為一組經(jīng)FFT變換得到，再計(jì)算η得到變化曲線。從圖中可以看出，當(dāng)有Tag反射信號(hào)出現(xiàn)時(shí)，變化曲線將出現(xiàn)明顯的峰值，其中小的峰是Tag反射的16位隨機(jī)碼(RN16)，大的峰是Tag反射的電子產(chǎn)品識(shí)別碼(Electronic Product Code,EPC)。圖中曲線上每個(gè)點(diǎn)均由512個(gè)原始采樣信號(hào)得到，所以本文識(shí)別方法不能準(zhǔn)確地判斷反射信號(hào)開始的位置，存在512個(gè)點(diǎn)的模糊，雖然減小每組的數(shù)據(jù)點(diǎn)數(shù)可以減小模糊，但將帶來(lái)更大的運(yùn)算復(fù)雜度，這也是本文使用能量檢測(cè)的方法進(jìn)一步限制識(shí)別信號(hào)的原因。

圖4 實(shí)測(cè)η變換曲線

2.3 信號(hào)識(shí)別時(shí)的閾值確定

由圖4中可知，當(dāng)識(shí)別到Tag反射信號(hào)時(shí)，η變換曲線將出現(xiàn)峰值，如何從η變換曲線中定位到想要的峰值正是本節(jié)需要解決的問(wèn)題。其中主要的難點(diǎn)是：(1)信號(hào)的強(qiáng)度隨著距離而變化如果采用固定大小的閾值其適應(yīng)性將非常差；(2)RN16和EPC均能導(dǎo)致峰值的出現(xiàn)，相比于RN16，可以對(duì)EPC解碼結(jié)果進(jìn)行CRC校驗(yàn)，校驗(yàn)通過(guò)的EPC求解得到的CSI更具準(zhǔn)確性，所以希望能夠通過(guò)閾值的設(shè)置起到只檢測(cè)EPC而不檢測(cè)RN16的目的；(3)曲線的細(xì)小波動(dòng)可能導(dǎo)致誤判?；谝陨蠁?wèn)題，本文設(shè)計(jì)了如圖5所示的閾值確定算法。

圖5 閾值更新算法

如圖5所示，本文采用η序列平均值為基準(zhǔn)來(lái)動(dòng)態(tài)的確定閾值的大小，這樣可以避免由于接收信號(hào)能量變化導(dǎo)致的峰值減小而帶來(lái)的誤判。另外，本算法中只有連續(xù)兩個(gè)η均大于閾值才判定為正確識(shí)別到接收信號(hào)，這樣可以有效避免曲線的隨機(jī)波動(dòng)帶來(lái)的影響和達(dá)到濾除RN16的峰值的目的。

2.4 能量檢測(cè)

根據(jù)實(shí)際測(cè)試發(fā)現(xiàn)，SDR2接收信號(hào)一般由Reader和Tag的非理想因素導(dǎo)致的干擾信號(hào)、只包含隨機(jī)噪聲的平緩信號(hào)、由標(biāo)簽反射的反射信號(hào)三部分組成。由于本文識(shí)別方法不能有效識(shí)別反射信號(hào)起始點(diǎn)，存在512點(diǎn)的模糊，這將使得識(shí)別信號(hào)中除了反射信號(hào)外還包含一部分的平緩信號(hào)。由于平緩信號(hào)和標(biāo)簽反射信號(hào)的能量相差較大，本文使用能量檢測(cè)的方法[14]從識(shí)別信號(hào)中進(jìn)一步限制反射信號(hào)范圍得到檢測(cè)信號(hào),如圖6所示。

圖6 能量檢測(cè)

假設(shè)窗口1和窗口2的長(zhǎng)度相同均為len(約為Tag反射信號(hào)長(zhǎng)度的一半)，假設(shè)窗口1的起始位置為n，則其末尾位置為len+n-1，窗2的起始位置為len+n，末尾位置為2len+n-1,這樣可以求取窗口1和窗口2中的能量總和,分別為

(5)

式中：ym表示待檢測(cè)序列，W1表示窗口1的能量總和，W2表示窗口2的能量總和。

令ε=W2/W1。當(dāng)滑動(dòng)窗口逐漸進(jìn)入包含Tag反射信號(hào)的區(qū)域時(shí)ε的值會(huì)逐漸增大，直到達(dá)到峰值后又逐漸小，通過(guò)這一特點(diǎn)可以實(shí)現(xiàn)反射信號(hào)的檢測(cè)。

當(dāng)信號(hào)中存在標(biāo)簽反射信號(hào)時(shí)，能量檢測(cè)的ε變化曲線中將出現(xiàn)峰值，根據(jù)峰值出現(xiàn)的位置可以很容易得到Tag反射信號(hào)在識(shí)別信號(hào)中的位置，起到了進(jìn)一步縮小反射信號(hào)范圍的目的。需要注意的是，本文之所以先識(shí)別后檢測(cè)而不直接使用直接檢測(cè)的方法，是因?yàn)橄啾扔谀芰繖z測(cè)，基于功率譜特性的信號(hào)識(shí)別方法更加魯棒，能夠從各種干擾信號(hào)中有效識(shí)別反射信號(hào)，但其缺點(diǎn)是分辨粒度大，需要進(jìn)一步限制其范圍；而能量檢測(cè)的方式雖然分辨粒度更小，但其魯棒性低，如果直接作用于原始采樣信號(hào)將會(huì)出現(xiàn)判別閾值難以確定、誤判率高的情況，而經(jīng)識(shí)別后的信號(hào)由于被舍棄了很多干擾信號(hào)成分，所以能量檢測(cè)的方法能夠有效地達(dá)到進(jìn)一步限制反射信號(hào)范圍的作用。

3 信道估計(jì)

檢測(cè)到Tag反射信號(hào)之后，需要對(duì)檢測(cè)信號(hào)進(jìn)行位同步、信道估計(jì)、解碼等步驟，以便求解Tag的EPC和信道CSI。本文結(jié)合文獻(xiàn)[10]給出的處理方法，針對(duì)本系統(tǒng)的實(shí)際情況給出提高信道估計(jì)精度的方法。

3.1 基于最小二乘法的信道估計(jì)

根據(jù)GEN2協(xié)議，Tag反射信號(hào)中均包含6 b已知前導(dǎo)碼，本文利用前導(dǎo)碼和檢測(cè)信號(hào)作相關(guān)運(yùn)算，得到Tag反射信號(hào)在檢測(cè)信號(hào)y(n)(實(shí)際為檢測(cè)信號(hào)去除直流偏置后的序列[10])中的偏移差Δt：

(6)

式中：sp是已知前導(dǎo)碼，Np是前導(dǎo)碼采樣點(diǎn)數(shù)，L表示搜索區(qū)間。

聯(lián)合Δt和sp，利用最小二乘估計(jì)信道：

(7)

該最小二乘的解為

(8)

3.2 提高信道估計(jì)精度

式(8)的信道估計(jì)方法建立在檢測(cè)信號(hào)被去除直流偏置之后。觀察式(8)的信道估計(jì)過(guò)程，實(shí)際是前導(dǎo)碼中所有的高電平對(duì)應(yīng)值的均值，依靠這種方法得到的CSI易受兩個(gè)因素的影響:一是理想情況下，去除直流偏置后低電平的值應(yīng)為0，但實(shí)際情況下可能存在偏差；二是信號(hào)的隨機(jī)波動(dòng)尤其是低頻的噪聲干擾會(huì)使得信號(hào)整體上下浮動(dòng)，最終影響CSI的精度。

本文基于以下兩點(diǎn)事實(shí)提出提高相位精度的方法：(1)Tag反射鏈路速率和接收機(jī)采樣速率已知，再結(jié)合EPC解碼結(jié)果，可以知道每個(gè)采樣點(diǎn)對(duì)應(yīng)的是高電平還是低電平；(2)FM0編碼每個(gè)符號(hào)之間一定有一次電平翻轉(zhuǎn)[10]。從以上兩點(diǎn)事實(shí)出發(fā)，根據(jù)每一個(gè)符號(hào)的高低電平，直接計(jì)算高低電平差，再求取所有符號(hào)的電平差的均值可以有效提高信道估計(jì)的精度。

圖7是直接使用式(8)計(jì)算得到的CSI求得的載波相位，圖8是用本節(jié)中優(yōu)化方法處理后得到的載波相位，對(duì)比兩個(gè)圖不難發(fā)現(xiàn)優(yōu)化后的CSI得到的載波相位更加集中，方差更小。

圖7 未優(yōu)化的CSI得到的相位

圖8 經(jīng)優(yōu)化的CSI得到的相位

4 測(cè)試分析

4.1 實(shí)驗(yàn)場(chǎng)景

測(cè)試場(chǎng)景如圖9所示，圖中高處懸掛的是讀寫器(Reader)。SDR1、SDR2和Tag均用支架固定，且基本處于同一水平面上。黑色框區(qū)域是系統(tǒng)測(cè)距區(qū)域。圖中單個(gè)地磚的大小為0.5 m×0.5 m。

圖9 實(shí)測(cè)場(chǎng)景

4.2 信號(hào)檢測(cè)實(shí)驗(yàn)

將SDR2的采樣率設(shè)置為4 Msample/s，Tag反向鏈路速率設(shè)置為400 ksample/s，得到原始采樣信號(hào)和檢測(cè)信號(hào)，如圖10和圖11所示。

圖10 原始采樣信號(hào)

圖11 檢測(cè)信號(hào)

圖10中黑框框起來(lái)的是用本文檢測(cè)方法從圖11所示原始采樣信號(hào)中得到的檢測(cè)信號(hào)(EPC)，本文正是通過(guò)處理EPC信號(hào)得到載波相位。

圖12和13分別是干擾信號(hào)頻譜圖和包含Tag反射信號(hào)的頻譜圖。觀察圖13，信號(hào)能量集中的頻率范圍和圖3的范圍一致(由于SDR2對(duì)原始信號(hào)做了數(shù)字低通濾波處理所以圖13僅保留了主瓣部分)。圖12中，由于干擾信號(hào)中不包含EPC，所以在相應(yīng)的頻率范圍內(nèi)信號(hào)能量并不集中，和圖13顯示出明顯的區(qū)別。

圖12 干擾信號(hào)頻譜

圖13 包含Tag反射信號(hào)的頻譜

為了說(shuō)明系統(tǒng)檢測(cè)效率，本文讓Reader在10 s內(nèi)向Tag發(fā)送1 700個(gè)請(qǐng)求信號(hào)，按照GEN2協(xié)議，Tag應(yīng)該回應(yīng)1 700個(gè)EPC。SDR2分別統(tǒng)計(jì)檢測(cè)到的EPC數(shù)目和解碼成功的EPC數(shù)目，實(shí)驗(yàn)結(jié)果如圖14所示，圖中橫坐標(biāo)為Tag到SDR1和SDR2的距離和。從圖中不難發(fā)現(xiàn)，當(dāng)距離增加時(shí)成功檢測(cè)數(shù)量和成功解碼數(shù)量均減少，這是由于距離增加后Tag接收到的能量減少導(dǎo)致反射信號(hào)，信噪比下降所致。圖14中成功解碼量的均值為1 300，這樣每10 ms可以檢測(cè)到13個(gè)EPC即可以輸出13個(gè)載波相位，基本滿足實(shí)時(shí)測(cè)距要求。

圖14 EPC發(fā)送量檢測(cè)量和解碼量關(guān)系

4.3 測(cè)距精度與帶寬

為驗(yàn)證帶寬和測(cè)距精度的關(guān)系，將測(cè)距系統(tǒng)的跳頻帶寬從90 MHz逐步增加到170 MHz，實(shí)驗(yàn)結(jié)果如圖15所示，可見帶寬對(duì)測(cè)距精度的影響非常大，隨著帶寬的增加，平均測(cè)距誤差逐漸降低。

圖15 跳頻帶寬和測(cè)距誤差

4.4 測(cè)距誤差

在圖9的實(shí)驗(yàn)場(chǎng)景中，取圖中黑框框起來(lái)的區(qū)域?yàn)闇y(cè)試區(qū)域，在測(cè)試區(qū)域中盡量均勻地取100個(gè)點(diǎn)測(cè)試，鏈路長(zhǎng)度在2.5～6 m之間，測(cè)試其測(cè)距精度，結(jié)果如圖16所示。

圖16 系統(tǒng)測(cè)距誤差

圖16中黑色的點(diǎn)是每個(gè)是點(diǎn)的誤差，黑色虛線是所有點(diǎn)的平均測(cè)距誤差，本文約為2.5 cm。

表1給出了目前典型的RFID系統(tǒng)的測(cè)距精度。

表1 不同測(cè)距系統(tǒng)對(duì)比

5 結(jié)束語(yǔ)

本文著重研究了RFID多頻點(diǎn)聯(lián)合測(cè)距系統(tǒng)中的信號(hào)檢測(cè)方法，利用FM0編碼信號(hào)的功率譜特性實(shí)現(xiàn)了對(duì)Tag反射信號(hào)的識(shí)別和檢測(cè)。該檢測(cè)方法具有較好的普遍性，且實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明該檢測(cè)方法的魯棒性較強(qiáng)；但是該方法只適合于FM0編碼的Tag反射信號(hào)，對(duì)于其他編碼形式的Tag反射信號(hào)本方法并不適用，這也是未來(lái)需要進(jìn)一步研究的內(nèi)容。本文將檢測(cè)方法用于測(cè)距系統(tǒng)中，填補(bǔ)了已有文獻(xiàn)對(duì)于Tag反射信號(hào)的檢測(cè)的空白；將檢測(cè)方法用于RFID多頻點(diǎn)聯(lián)合測(cè)距系統(tǒng)中得到了很高的測(cè)距精度，這對(duì)于基于RFID的位置服務(wù)系統(tǒng)具有很好的參考意義，在未來(lái)可以進(jìn)一步研究在距離更遠(yuǎn)情況下的信號(hào)檢測(cè)準(zhǔn)確度的提升以及測(cè)距精度的提升，另一方面RFID的反射信號(hào)檢測(cè)系統(tǒng)也可應(yīng)用于構(gòu)建接收天線陣列。