移相全橋變換器拓撲研究

解 冀，馬季軍，吉裕暉，張 釗，吳奇松

（中國航天科技集團有限公司 上海空間電源研究所，上海 201100）

移相全橋軟開關技術廣泛應用于中大功率場合的直流變換器中，它利用開關管的寄生電容和高頻變壓器的漏電感或諧振電感作為諧振元件，使全橋變換器的開關管在零電壓下導通，在緩沖電容作用下零電壓關斷，從而有效地降低了電路的開關損耗和噪聲，減少了器件開關過程中產(chǎn)生的電磁干擾，為變換器提高開關頻率和效率、降低尺寸及重量提供了良好的條件。同時，還保持了常規(guī)的全橋電路中拓撲結構簡單、控制方式簡易、開關頻率恒定、元器件的電壓和電流應力小等一系列優(yōu)點。

但是，傳統(tǒng)的移相全橋變換器存在著一些問題，如滯后橋臂軟開關難以實現(xiàn)、副邊占空比丟失、整流二極管的電壓振蕩等。本文將對移相全橋變換器存在的上述問題的本質進行分析，了解問題產(chǎn)生的機理，然后介紹四種相應的解決方案，并對方案中提出的改進拓撲進行簡要分析。

1 移相全橋變換器問題分析

移相全橋ZVS 變換器基本拓撲及主要波形如圖1所示。其中Q1～Q4為四個開關管，DQ1～DQ4為四個開關管的寄生二極管，C1～C4為四個開關管的寄生電容或者外部電容。Lr為諧振電感，T為變壓器，D1～D4為變壓器副邊四個整流二極管，L0和C0為輸出LC濾波電感和濾波電容。一般稱Q1和Q2為超前橋臂，Q3和Q4為滯后橋臂。移相全橋軟開關就是通過諧振電感和開關管寄生電容諧振來實現(xiàn)的。

圖1 移相全橋ZVS 變換器拓撲及主要波形

1.1 滯后橋臂ZVS 難以實現(xiàn)

移相全橋電路實現(xiàn)ZVS，必須要有足夠的能量對開關管的寄生電容充放電，使并聯(lián)二極管導通，從而把開關管兩端的電壓鉗位至0。在超前橋臂諧振過程中，能量由諧振電感Lr與濾波電感L0共同提供，而濾波電感L0在此過程中類似恒流源，能量充足，所以超前橋臂實現(xiàn)ZVS 較容易。而在滯后橋臂諧振過程中，變壓器副邊短路，實現(xiàn)ZVS 的能量只是諧振電感Lr存儲的能量，且要滿足下式：

式中，I2為原邊電流，Clag為滯后橋臂寄生電容，CTR為變壓器原邊繞組寄生電容。諧振電感Lr值通常較小，它不足以提供充分的能量來滿足公式（1），所以滯后橋臂實現(xiàn)ZVS 比較困難。

1.2 占空比丟失

移相全橋ZVS 變換器雖然可以實現(xiàn)功率開關管的零電壓開關，但是為了實現(xiàn)軟開關，也要付出相應的代價，即副邊占空比會出現(xiàn)丟失。副邊占空比丟失是移相全橋ZVS 變換器中非常重要的現(xiàn)象[1]。變壓器原邊電流要換向時，由于原邊電流太小，不足以提供負載電流，所以變壓器沒有耦合，使原邊存在電壓，但副邊電壓為零，即原邊建立的電壓沒有傳遞到負載上，相當于丟失了一部分占空比，具體有：

式中，K為變壓器匝數(shù)比，Ts為開關周期。由上式可知若Lr過大會導致占空比丟失過大。若減小Lr，占空比丟失減小，但滯后臂ZVS 實現(xiàn)也變得困難。可以看出，若要實現(xiàn)ZVS，占空比的丟失是必然的，只能在保證實現(xiàn)ZVS 的條件下盡量減小占空比丟失。

1.3 整流二極管電壓振蕩

二極管存在寄生電容，當整流二極管反向恢復時，它的寄生電容會與變壓器的漏感發(fā)生諧振，從而在整流二極管上產(chǎn)生電壓振蕩和尖峰電壓[2-3]，增加了整流二極管的開關應力，如圖2 所示。尖峰電壓最大能夠達到二極管正常工作電壓的2 倍，從而使整流管損耗增大，嚴重影響整流管使用壽命。

圖2 副邊整流二極管電壓振蕩示意圖

2 改進拓撲

為了解決上述問題，提高變換器的性能，下面將列舉四種改進的移相全橋DC/DC 變換器拓撲結構。

2.1 加入飽和電感

文獻[4]中提出了采用飽和電感的方法，在變壓器原邊用飽和電感代替諧振電感，如圖3 所示。

圖3 加入飽和電感的移相全橋變換器

飽和電感是一種磁滯回線矩形比較高，起始磁導率高，具有明顯磁飽和點的電感。Lr為加入的飽和電感，當流經(jīng)電感的電流較小時，電感未飽和，繞組電感很大，相當于開路；當電流較大時，電感飽和，相當于短路。在環(huán)流階段初期，原邊電流很大，飽和電感鐵芯處于飽和狀態(tài)，相當于短路，當電流瞬間降低至臨界值時，鐵芯處于未飽和狀態(tài)，此時飽和電感會使原邊電流線性下降并換流，原邊電流反向增加到固定值時，鐵芯將回到飽和狀態(tài)，使電流瞬間變大。

與傳統(tǒng)拓撲相比，電流換向時間減少了，且該拓撲可在較寬的負載范圍內(nèi)實現(xiàn)滯后橋臂的軟開關，同時減少了占空比丟失，但是這個方案會帶來飽和電感發(fā)熱嚴重、變換器安全可靠性下降的問題。

2.2 引入無源輔助網(wǎng)絡

文獻[5]在傳統(tǒng)移相全橋拓撲的基礎上引入無源輔助諧振網(wǎng)絡，提出了一種寬范圍移相全橋變換器，主電路如圖4 所示，它在滯后橋臂增加了電感La、電容Ca1、Ca2和二極管Da1、Da2組成的諧振網(wǎng)絡。

圖4 引入無源輔助網(wǎng)絡的全橋變換器

其中，輔助二極管和電容不參與滯后橋臂的開通關斷過程，只為輔助電感建立最大電流ILa，在滯后橋臂開關過程中，輔助電感的電流ILa為流入或流出B點的最大電流，從而配合諧振電感為開關管寄生電容充放電，以實現(xiàn)滯后橋臂的軟開關。該拓撲電路結構比較簡單，可以明顯改善滯后橋臂ZVS 實現(xiàn)的范圍，但是增加了滯后橋臂的導通損耗。

2.3 引入有源輔助網(wǎng)絡

文獻[6]參考在傳統(tǒng)移相全橋電路的基礎上加入輔助LC 諧振電路[7]，并結合非對稱脈沖寬度調制（APWM）策略中的互補占空比調制策略[8]，提出了一種加入有源輔助網(wǎng)絡的全橋變換器，其電路結構如圖5 所示。

圖5 引入有源輔助網(wǎng)絡的全橋變換器

該拓撲中，開關Q1/Q（3Q2/Q4）占空比對應互補，Qa1、La1、Da1和Qa2、La2、Da2是引入的輔助諧振網(wǎng)絡，Da與Db是引入的原邊鉗位二極管。在滯后橋臂開關過程中，與傳統(tǒng)拓撲相比，輔助電感電流與諧振電感電流同時對開關管寄生電容充放電，即二者共同提供能量，從而解決了傳統(tǒng)拓撲由于諧振電感Lr提供的能量較小致使滯后橋臂ZVS 實現(xiàn)困難的問題。

由于占空比丟失問題與諧振電感的大小有關，諧振電感越大，占空比丟失越嚴重，而引入的輔助諧振網(wǎng)絡能夠保證變換器在寬范圍內(nèi)實現(xiàn)ZVS，所以在電路參數(shù)設計中，可以將諧振電感的取值設計很小，以減小占空比丟失。此外，引入的原邊鉗位二極管，能在整流二極管反向恢復階段將變壓器副邊電壓鉗位，從而消除了寄生振蕩問題。

然而，該拓撲尚未考慮原邊引入鉗位二極管后工作狀態(tài)不對稱，導致的變壓器直流偏磁問題，而且原邊引入的有源輔助諧振網(wǎng)絡增加了拓撲及控制的復雜程度。

2.4 副邊移相

文獻[9]通過加入CDD 能量回收復位電路[10]，采取副邊移相的調制策略，提出了一種高電壓增益的基于副邊移相的全橋變換器，其電路結構如圖6 所示。

圖6 基于副邊移相的全橋變換器

該拓撲中DR2與DR4是整流橋滯后臂二極管，引入了有源輔助網(wǎng)絡Qa1、Da1和Qa2、Da2代替整流橋超前臂二極管DR1與DR3，Cc、Dc、Dh為能量回收復位電路，Cf濾波電容，Lf為濾波電感，R為負載電阻。

與傳統(tǒng)移相全橋變換器相比，所有原邊開關管的工作狀態(tài)幾乎一致，所有開關管占空比為50%，沒有移相控制。但是原邊開關管的軟開關范圍仍存在限制，為了保證在寬范圍內(nèi)實現(xiàn)ZVS，需將死區(qū)時間控制引入副邊移相控制策略中。對于引入的有源輔助網(wǎng)絡中的開關管，均可實現(xiàn)ZCS 關斷。

對于引入的CDD 能量回收復位電路，副邊開關管關斷期間，鉗位電容CC近似為電壓源，副邊電壓仍保持在VCc，不存在占空比丟失的問題，且副邊振蕩電壓表現(xiàn)為限幅抑制，消除了整流橋的寄生振蕩，從而提高了變換器的轉換效率。

3 結束語

本文對傳統(tǒng)移相全橋變換器工作存在的問題進行了分析，并闡述了四種應用不同方法的改進拓撲，以上方案均可以使變換器滯后橋臂實現(xiàn)ZVS，且降低了副邊占空比的丟失。但是它們也存在各自的缺點，加入飽和電感，雖然使占空比損失和滯后臂零電壓開關難以實現(xiàn)的矛盾得到緩和，但是飽和電感發(fā)熱嚴重，拓撲安全性和可靠性下降；引入無源輔助網(wǎng)絡的方案明顯增加了滯后橋臂的導通損耗；引入有源輔助網(wǎng)絡的方案使變換器性能更好，但增加了拓撲的成本和驅動的復雜程度；副邊移相不存在占空比丟失問題，副邊電壓振蕩也得到抑制，且能得到較大的電壓增益，但是為了在寬范圍內(nèi)實現(xiàn)ZVS 需引入死區(qū)時間控制。隨著軟開關技術的不斷發(fā)展，一定會產(chǎn)生更多、更完善的電路拓撲。