一種新型的光伏并網接口結構及控制策略

倪振松，蔡曙日，劉 京，劉 智

(1. 福建師范大學福清分校電子與信息工程學院，福建 福清 350300；2. 交通運輸部公路科學研究院，北京 100086)

1 引言

現代生活的方方面面幾乎都要依靠電力，聚焦于化石能源發電技術所來的問題已經突顯[1]。隨著光伏發電越來越受到重視，對光伏接口裝置也提出了越來越高的要求，為了進步提高轉換效率、以及可控性，國內外眾多學者展開了一系列的研究，并且取得了豐富的成果[2][3]。為此，光伏發電工程快速的發展成為新能源發電的主流。

光伏陣列由于物理結構以及單晶元光伏電池的差異等對外電壓所表現出非線性特性，以及不同的光照強度和環境溫度等這些因素將造成光伏陣列的功率差異，因此需要采用最大功率點跟蹤技術[4][5](Maximum power point tracking，MPPT)，此類算法經過相對較為成熟，目前主流的如擾動觀察法[6][8]、電導增量法[9][10][11]、以及模糊算法[12][13]、神經網絡算法和衍生的一些智能算法等[14][16]。本文重點研究拓撲結構，因此采用成熟的擾動觀察法。

2 典型光伏接口

過去，大多數光伏系統與電網之間采用工頻變壓器作電連接。工頻變壓器不僅體積大、安裝困難，并且造價成本高[17]。典型拓撲如圖1(a)所示。無變壓器非隔離光伏逆變器具有實現高效率潛力，尺寸小等優勢，但其系統存在漏電流，雖然國內外眾多學者針對非隔離型光伏并網系統共模電流產生原因進行深入分析，指出改進電路拓撲是實現共模漏電流有效抑制的重要途徑。但基本都停留在傳統的H5、H6、Heric等拓撲結構[18]。因此，非隔離型光伏并網系統嚴重影響光伏發電系統穩定高效并網運行。為了進一步減少尺寸，重量和經濟成本的光伏系統帶變壓器隔離系統，將傳統的工頻變壓器置換成了體積小重量輕的直流側高頻變壓器。不僅有效的克服了傳統工頻變壓器的缺陷，無漏電流的產生。特別是近年電力電子技術發展，產品也從實驗室走進了市場。典型拓撲如圖1(c)所示。

圖1 典型光伏接口框圖

總結以上三類形式拓撲特點可以發現

1)拓撲結構功率傳輸環節較多，降低系統整體發電效率。

2)光伏電池無法直接與功率變換級直接相連，需經過DC-DC環節，目前大多數是采用boost結構來完成此環節，光伏電池電壓隨著外界光射強度波動。需引入MPPT控制。而boost電路在輸入端電壓較低時，功率不變的情況下，輸入電流增大，帶來較大的線路損耗。

3)受限于功率開關管約束，以上三類拓撲單級下不適合較大大功率場合。因此可以采用級聯的方式，可以增加輸出功率，然而在工頻變壓器前段級聯模塊的話，需增加工頻變壓器一次側繞組線圈，或采用直流母線并聯形式，模塊之間產生環流，以及如何維持直流母線電壓的平衡，同時也增加了控制系統的復雜性。

本文采用雙級式結構。前級采用高效交錯并聯型DC/DC轉換器， DC / DC轉換器的功能是通過控制其輸入端電壓來執行MPPT算法。本文光伏接口前級DC/DC環節采用高效以及具有諧波抑制能力的交錯并聯式Boost變換器，中間層采用電力電子變壓器的雙有源橋結構進行功率傳輸和電隔離。通過一定的控制策略，驅動雙有源橋，進一步提高光伏電池效率，減少額外的功率變換環節。

3 系統結構組成及分析

3.1 光伏電池等效電路

光伏電池是利用光伏效應 (photovoltaic effect，又稱光生伏特效應) 把光能轉換為電能的器件。光伏效應是指當物體受到光照時，物體內的電荷分布狀態發生變化而產生電動勢和電流的一種效應。

光伏電池的單P-N 結的二極管等效電路模型，如圖2所示。

圖2 光伏電池單二極管等效電路模型

其中，U；I為光伏電勢的輸出電壓和電流；Iph為光生電流，I0為P-N結等效二極管的反向飽和電流；UT為溫度電勢；其中UT=AkT/q，其中q為電子電荷量(1.602×10-19C)，A 為P-N 結等效二極管理想因子，一般取值范圍為1～1.25；T為光伏電池溫度，Boltzman常數(1.38x10-23 J/K)Rsh；Rs分別為等效串聯電阻和等效并聯電阻。其正向工作U-I特性方程如式(1)所示。

(1)

圖3為光伏陣列在不同光照下的以及U-I、U-P輸出特性曲線。

圖3 不同光輻照度下的輸出特性曲線

3.2 DC/DC變換器

Boost變換器拓撲已廣泛應用于各種領域下AC-DC和DC-DC變化環節，隨著新能源的發展，成熟的boost變換器被普遍的應用于光伏發電系統的前端升壓，并且維持直流電壓穩定。傳統的boost電路結構如圖4所示。

圖4 傳統的Boost電路結構

由兩個直流電容C1和C2組成，電感Ls，以及開關管器件S1，通過改變開關管的占空比，從而改變輸出電壓。雖然電路簡單以及控制容易實現等特點，但該結構存在較高的EMI干擾并且由于升壓二極管的反向恢復時間開關器件在硬開關下造成的開關損耗，都是不可忽視。特別是光伏電池，由于本身屬于非線性系統，如何減少干擾提高電能和提供效率是兩個重要指標，同時受限制于功率開關管，無法滿足大中功率所需場所。因此本文采用兩相交錯運行Boost電路作為光伏電池接口電路，拓撲結構如圖5所示，采用結構與參數上完全相同的兩路Boost變換器并聯相連接，并且兩個功率開關管的導通相位相差180°，實現并聯交錯運行。

圖5 交錯DC-DC升壓轉換器

從結構上，完全相同的兩路Boost結構并聯，由原本傳統Boost單功率管，轉變為兩路功率均分，減少了功率管所承受的開關應力，更適合光伏發電下的大功率場合。并且由于采用交錯并行方式，提高了輸出電流評率，降低濾波電容器容量，減少由于器件帶來的損耗。

交錯并聯方式下，每一路都可以單獨工作在斷續模式下大功率范圍內工作，也可以在連續輸入模式下工作，大幅的減少了磁性分立元件，而且在大功率方位內有效的抑制了二極管反向恢復過程中產生的功率損耗。并且在系統可靠性和容錯性上很大程度上得到改善。

連續模式下 Boost 變換器工作在穩態時的各種電壓關系和電流關系都可以由狀態矢量空間法推導出[1-3]。在這里也采用了同樣的方法推導出兩相交錯運行的 Boost電路在占空比D的關系。交錯并聯時Boost電路以導通比 D=0. 5 作為臨界條件，其中D=0. 5是最佳工作狀態，其中，基于交錯并聯 Boost 電路的光伏 MPPT研究要歸為3種 D < 0. 5、D > 0. 5 和 D=0. 5。太陽能發電主要工作在 D > 0. 5 的狀態下，下面以D > 0. 5為例，推導出各種電影關系和數學描述關系。

電路工作在占空比 D>0.5 時，一個開關周期內根據開關管和二極管的工作情況可以分為四個工作模 式。工作模式一：僅開關管 S1 和 S2 導通工作；工作模式 二：僅開關管S1 和二極管 D2 導通工作；工作模式三：僅開關管 S1 和 S2 導通工作；工作模式四：僅開關管 S2 和二極管 D1 導通工作。最后就可以得到輸入輸出電壓的變比關系式

D > 0. 5 的狀態方程如下：

模式一方程為

(2)

模式二方程為

(3)

模式三方程為

(4)

模式二方程為

(5)

根據一個周期內的電感L1與L2的伏秒特性可得

(6)

同理可以得知，D < 0. 5 和 D=0. 5 時的伏秒 特性同樣為式(5)。

由上面的推導可知，當 D > 0. 5、D < 0. 5 和 D=0. 5 時兩相交錯并聯 Boost 電路的輸出電壓和輸入電壓的關系為

(7)

進一步可以推導出交錯式并聯Boost變換器工作在連續狀態下的電感電流數學描述方程，考慮到占空比 D>0.5 的推導過程與 D≤0.5 的相類似，所以本文具體地分析了 D≤0.5 的情況，最后給出了 D>0.5 的結果。理想波形如圖6所示。

圖6 交錯并聯理想輸出電流

用 Im 表示單個電感電流脈動的峰值則

ILvp-p=ILmax-ILmin

(8)

當t=t0+DTs時Ts為變換器的開關周期，則

(9)

同理在下半個周期時

(10)

最后根據式(7)(8)整理變換器在Ts一個周期內的電感電流表達式為

(11)

綜合以上兩相交錯并聯 Boost 電路的特點可知，兩相交錯并聯 Boost 電路更加適合在光伏最大功率跟蹤中應用。

3.3 電力電子變壓器雙有源橋

電力電子變壓器雙有源橋是由兩個H橋通過高頻變壓器互聯構成。如圖7所示。S1-S8 IGBT開關管、D1-D8為開關管等效體二極管；C1和C2分別為DAB變換器的一次側直流輸入電容和二次側直流輸出電容；i為變壓器漏感電流流過線路等效電感的電流；Ls為變壓器漏感電流流過線路等效電感的電流；Uab和Ucd分別為DAB變換器一次側H橋的輸出電壓和DAB變換器二次側H橋的輸入電壓；n為變壓器的變比。

圖7 雙有源橋DC-DC變換器拓撲結構

電力電子變壓器雙有源橋DAB變換器完全對稱結構以中間高頻變壓器為對稱，一般有兩種基本調制算法：脈寬調制算法與移相調制算法。移相控制由于控制簡單且容易實現受到青睞，因此本文采用單移相控制。采用相同占空比為50%固定不變的脈沖用于驅動兩個H橋產生高頻方波的同時，通過改變H橋臂相位偏移的大小和方向，從而改變功率流動的方向以及輸出電壓的大小。圖8 為理想狀態下單移相控制下DAB電壓電流波形。

圖8 理想狀態下單移相控制波形

其中；T為開關周期的一半，d為一次側和二次側驅動脈沖的移相量，其中d=ton/T，且0

因此，在穩態下，雙有源橋的傳輸功率可表示為

由式可知，雙有源橋傳輸功率隨著移相角變化而變化，當移相角為0.5時，傳輸功率達到最大，一般雙有源橋的移相角控制在d∈[0，0.5]區間內，以保證系統的穩定。

4 控制系統組成

由于光伏電池會隨著環境的變化而產生峰值，為了進一步提高光伏系統發電效率本文引入MPPT控制，本文采用較為成熟的 P&O。控制系統結構框圖如圖9上半部分所示。首先獲取光伏陣列的電壓u電流i經過MPPT算法獲得峰值電壓與參考電壓比較通過PI控制器獲得PWM占空比控制信號，從而控制一對互補的PWM發生器，驅動交錯boost變換器環節。

圖9 系統控制框圖

DAB控制環節如圖9下半部所示，輸出直流電壓與交錯boost輸出電壓經過PI控制器得到DAB移相角控制信號。

5 仿真驗證

進一步驗證上述分析，采用Matlab進行仿真驗證，選取仿真參數如表1-2所示。

表1 光伏電池參數

同時設置交錯并聯boost變換器的仿真參數和電力電子變壓器雙有源橋相關參數如表2所示。

表2 仿真參數

圖10為boost輸出電壓，如圖所示采用交錯并聯boost輸出電壓的波動明顯小于采用傳統boost輸出電壓，有效的抑制諧波已經提高電壓的穩定性，減少直流側的直流電容器容值，從而進步一降低了電容器體積。

圖10 boost輸出電壓

Boost輸出電流如圖11所示，進一步的從圖中小圖可以看出電流更加平滑明顯小于傳統boost結構下的輸出電流波形。

圖11 Boost輸出電流

從圖10-11仿真結果可知，驗證了第二節所分析內容，從結構上，交錯并聯型boost更適合光伏接口。

本文采用單側雙移相控制[19]，電力電子變壓器雙有源橋各關鍵點輸出波形如圖12所示。

圖12 雙有源橋仿真波形

將圖11中局部放大后的波形如圖13所示，可以看到變壓器一二次側輸出波形呈現較好的脈動。

圖13 雙有源橋仿真波形局部放大

最后觀察電力電子變壓器雙有源橋的輸出電壓波形，如圖14所示可以看到波形較為平滑、并且響應速度快、從局部放大可以看出電壓上下波動的幅值基本接近參考電壓。

圖14 雙有源橋輸出電壓

6 結論

本文在傳統光伏接口的基礎上，提出了一種新穎的光伏接口拓撲結構。采用高效交錯并聯型boost結構作為前級，中間采用具有高效可控并且隔離前后功能的電力電子變壓器雙有橋作為輸出控制，最后通過仿真驗證、從結果中表明、所提結構簡單高效、具有一定的工程參考價值。