高頻變壓器對多輸入逆變器輸出電壓影響分析

張艷肖，李守智，徐微，曹小鴿

（1.西安交通大學城市學院，陜西西安710018；2.西安理工大學，陜西西安710048）

感應加熱電源已經廣泛應用于熱加工、熱處理以及焊接、熔煉等方面[1]，且主要采用電壓型逆變電路，由于受到死區時間和開關器件性能的影響，感應加熱電源難以實現逆變電路的高頻化及大功率輸出[2]。

文獻[3-6]通過修改開關器件驅動信號的通斷來消除死區效應，將補償電壓加到指令電壓進行補償，其算法復雜，精度要求高，且不能完全消除死區時間。鑒于開關頻率的限制，常采用多個逆變器聯合工作取代單個逆變器[7-9]。文獻[10-13]對每個開關管進行分時控制，實現倍頻，只是多個逆變器要輪換工作。文獻[14]對載波移相SPWM 調制方式下的死區效應進行研究，其沒有完全消除死區時間。文獻[15]提出分時交錯疊加控制，擺脫了死區的影響，但未能解決各逆變電路之間相互影響的問題，也沒有對高頻變壓器結構進行探討。文獻[16]采用3 個逆變器通過高頻變壓器耦合疊加同時向負載供電，并未討論高頻變壓器各繞組之間的相互耦合影響。

該文在文獻[17]的基礎上進行改進，完全消除了死區時間，通過延遲關斷開關管的驅動信號來構造新續流回路，減小了各逆變電路之間的相互耦合影響，提高了逆變器輸出電壓的電能質量。在此基礎上，分析比較了獨立鐵芯和共用鐵芯兩種不同結構的高頻變壓器對多逆變器輸出電壓的影響。

1 電路拓撲結構及控制原理

1.1 電路拓撲

多個單相電壓型逆變電路并聯，通過高頻變壓器耦合成一個高頻輸出，高頻變壓器有兩種結構[18]：一種是多繞組高頻變壓器，各逆變器具有獨立的輸入繞組，一個輸出繞組，但是鐵芯是共用的；另一種是各逆變器獨立的雙繞組高頻變壓器，各個雙繞組變壓器具有獨立的鐵芯和輸入、輸出繞組。

該文以3個逆變電路為例來說明，拓撲結構如圖1所示，開關管為MOSFET，續流二極管為VD11～VD34。

圖1 電路結構

1.2 改進分時疊加控制原理

假設電路中所有的開關器件均為理想器件，文中提出一種改進分時疊加控制策略，逆變器穩態工作時，一個周期內共有6 個工作模式，開關管驅動信號順序為V33,V11,V14→V14,V22,V23→V23,V31,V34→V34,V12, V13→V13, V21, V24→V24, V32, V33。圖2中ug為柵極驅動信號，uo為變壓器二次側輸出電壓。每個開關管的工作頻率為f，通過變壓器耦合，輸出頻率可提高為3f。

圖2 柵極驅動信號及輸出電壓波形

以獨立鐵芯高頻變壓器的電路拓撲結構為例分析，如圖3所示，逆變電路分時工作，下一個逆變電路工作時，上一個逆變電路中的開關器件有足夠的關斷時間避免橋臂直通，不需要設置死區時間。高頻變壓器漏感及負載電感使得第3 個逆變電路的電流i3不能突變，通過延遲V33導通，電流i3經V33→VD34續流，而不是經VD31→VD34續流，減小了對工作逆變電路耦合的影響，改善了變壓器二次輸出電壓的質量。

圖3 電路工作模式

2 變壓器結構對逆變器的影響

各個逆變電路通過高頻變壓器耦合輸出，高頻變壓器的結構對逆變電路的輸出電壓影響很大，變壓器的等效電路如圖4所示。

圖4 等效電路

第一個逆變器在變壓器一次繞組側輸出電壓u1為：

式（1）中，R1、L1為一次繞組的電阻、電感，e1為繞組中的反電動勢。

由式（1）可以看出，u1和e1的相對大小決定了電壓和電流的相位差，即能量的流動方向。

采用獨立鐵芯的變壓器耦合，輸出電流io反向，故有：

式（2）中，L1o為第一個變壓器一、二次繞組之間的互感，io為變壓器二次側電流。

把式（2）代入式（1）得到：

采用共用鐵芯變壓器時，第一、二次繞組之間都有較強的耦合，故有：

式（4）中，L12為共用鐵芯變壓器一次側的第一、二次繞組之間的互感。

把式（4）代入式（1）得到：

比較式（3）和式（5）可知，采用共用鐵芯變壓器時，工作的逆變電路在變壓器第一個繞組上耦合出上負下正的電壓e1，使得第一個逆變電路續流過程加長。各繞組之間存在著較強的非線性耦合，不僅任意兩個繞組之間都可能存在功率交換，影響變壓器的輸出功率和電能質量，而且二次繞組數量過多，在實現上存在較大困難，所以獨立鐵芯更占優勢。

采用PSCAD 仿真軟件對電路進行仿真，主要仿真參數如表1、2 所示。

表1 共用鐵芯變壓器主要仿真參數

表2 獨立鐵芯變壓器主要仿真參數

兩種結構的逆變電路均采用分時疊加控制，驅動信號如圖5所示。

圖5 分時疊加控制驅動信號波

共用鐵芯高頻變壓器仿真結果如圖6所示，由圖6(a)可知，各繞組之間互相耦合，i1續流時間變長。由圖6(b)可知，單個逆變電路輸出電壓u1受其他逆變電路影響較大，變壓器二次側輸出電壓uo質量變差，驗證了該文的理論分析。

圖6 共用鐵芯仿真結果

圖7為獨立鐵芯仿真波形，各個變壓器繞組之間耦合較小，由圖7(a)可知，第一個逆變電路續流期間，輸出電壓u1為零，不會影響其他工作的逆變電路的輸出電壓。由圖7(b)可知，變壓器二次側輸出電壓質量較好，單個開關管工作頻率為100 kHz，變壓器輸出頻率為300 kHz，實現了倍頻輸出。

圖7 獨立鐵芯仿真結果

3 實驗驗證

實驗中采用3 個單相全橋逆變電路通過獨立鐵芯的高頻變壓器耦合輸出，采用STM32F407ZGT6作為控制器，采用DC120V 蓄電池給逆變器供電,負載等效電阻R=10 Ω，L=1.54 μH，高頻變壓器鐵芯為鐵氧體，變比均為1：1，高頻變壓器輸出側濾波電感為0.5 mH。圖8為單片機輸出控制信號ug11和ug14的波形，ug14使得V14延遲關斷。由圖9可以看出，續流的逆變電路輸出電壓為0，對工作的逆變電路基本沒有影響，逆變電路之間互相耦合影響小。圖10、11 為變壓器二次側輸出電壓、電流波形，輸出電壓為方波，頻率為333 kHz，通過分時控制實現了倍頻的目的。

圖8 單片機輸出波形

圖9 第一個逆變器輸出電壓波形

圖10 變壓器二次側輸出電壓波形

圖11 變壓器二次側輸出電流波形

4 結 論

文中提出了采用多個單相電壓型逆變模塊并聯工作，采用一種改進的分時疊加控制策略，不受死區時間限制，通過新的續流通道，減小變壓器之間的耦合影響。文中詳細分析了電路工作過程和變壓器結構對逆變電路的影響，得出獨立鐵芯高頻變壓器對逆變電器輸出影響較小的結論。某個逆變模塊出現故障時，可以在一次側增加一個或多個冗余逆變模塊，容易實現故障冗余，應用靈活。仿真和實驗結果表明，電路輸出頻率是功率器件工作頻率的N倍，該拓撲結構靈活且控制策略簡單，具有很好的應用前景。