基于高功率因數混合型變換器的爆閃式信號燈設計*

王志凱，張 源，金永鎬

(延邊大學 工學院，吉林 延吉 133002)

0 引言

爆閃燈能夠在短時間內發出強光，具有很好的警示作用，因此廣泛應用于特種車輛(工程車、警車、消防車等)、道路交通、航空指示、工業生產等場合，最大限度避免了各種事故的發生[1-2]。

目前使用最廣泛的110 V/220 V 交流爆閃燈，采用電容降壓模式和帶變壓器的反激式變換器設計。電容降壓式交流爆閃燈的結構簡單，工作穩定，因此得到了廣泛的應用，但存在無法升壓、功率因數低、無限幅電壓功能、受50 Hz/60 Hz 頻率的影響較大，且降壓用無極性電容體積大等缺點[3]。

帶變壓器的反激式變換器能進行升壓、降壓，但同樣存在開關管承受的反向電壓過大，變壓器體積大不利于產品的小型化，且無功率因數調整功能等缺點[3-4]。

鑒于上述問題設計了一種基于高功率因數[3]混合型變換器的交流爆閃燈，利用單級變換器進行升降壓的同時提高功率因素，且開關管承受的反向電壓近似等于輸入、輸出電壓中的較大者，因此特別適合于用在輸出電壓高的場合，且能工作在交流輸入電壓UAC為80～250 V寬電壓范圍，從而替代110 V/220 V 的2 種產品，實現產品的單一化，擴寬使用范圍，產品便于維護管理，提高管理效率。

1 交流爆閃燈工作原理及存在問題

1.1 現有的交流爆閃燈工作原理分析

圖1 為爆閃燈工作時波形，變換器利用輸入電壓以恒流方式在規定的時間內(0.8～1.5 s 可設定)給47～220 μF的高壓儲能電容充電，當充電電壓UC達到設定值時(250～350 V 可設定)，發出觸發脈沖則通過觸發線圈產生5 000 V 以上的高壓，觸發頻閃管，則頻閃管兩端電阻變成低阻抗，在0.5～1.5 ms 很短的時間內把儲能電容上的電能放電發出強光[4]。

圖1 頻閃管工作波形圖

220 V 用產品的工作電壓UAC范圍通常要求180～250 V，則整流后的峰值電壓范圍為255～355 V。

1.2 電容降壓式爆閃燈存在問題

電容降壓式爆閃燈的簡化電路如圖2 所示，交流電壓通過C1降壓、限流后經過橋式整流后給儲能電容C2充電，因此這種電路結構簡單、工作穩定，但功率因數只有0.5 左右，受50 Hz/60 Hz 頻率的影響較大[5]。

圖2 電容降壓式爆閃燈簡化電路

由于這種電路只能降壓，當儲能電容充電電壓要求300 V 時，無法用220 V 交流電壓工作，只能設計出儲能電容充電電壓UC=250 V 的場合，且產品的工作電壓范圍為200～250 V 受到限制。

1.3 帶變壓器的反激式變換器組成的爆閃燈存在問題

帶變壓器的反激式變換器，通過變壓器隔離輸入和輸出，因此能進行升壓、降壓，但工作時開關管承受的反向電壓為輸入電壓Ui加上變壓器初級的電壓若變壓器變比為1:1，UC=350 V 時UT=350 V。

當輸入電壓UAC為180～250 V 時，則峰值電壓范圍為255～355 V，則開關管承受的最大反向電壓為Ui+UT=705 V，加上反激時產生的尖脈沖電壓，反向電壓過高容易擊穿額定反向電壓為800 V 的開關管。

為了減少反向電壓，如果采用變比為2:1，則開關管承受的最大反向電壓下降到Ui+UT=530 V，但變換器的充電功率下降。

1.4 用SEPIC 變換器組成的爆閃燈存在問題

SEPIC 變換器利用電感可進行升壓、降壓，但其工作原理與帶變壓器的反激式變換器一樣[9，11-12]，且無法調節變比，當設計UC=350 V，輸入電壓為220 V 的產品時最大反向電壓為Ui+UT=705 V。因此通常利用這種電路設計出110 V 產品。

2 利用高功率因數混合變換器的爆閃燈

2.1 混合型變換器的工作原理

圖3 為混合型變換器的電路模型，周期為T、占空比為D 的脈沖電壓UP經過驅動器U1、U2后控制開關S1、S2 工作。

圖3 混合型變換器的電路模型

圖4 為導通和斷開時工作分解圖，S1、S2 導通時電感L 的極性為上正下負，因此二極管D1、D2 截止，Ui經過電感L 產生IL。

圖4 導通和斷開時工作分解圖

當S1、S2 截止時L 的極性翻轉，D1、D2 導通電感的電壓UL≈UC，電感L 的電流提供給C 和負載RL。因此S1 承受的反向電壓為Ui，S2 承受的反向電壓為UC，因此這種電路特別適合用在輸出電壓高的場合。

由于輸出電壓UC≈UL，而UL的大小取決于電感儲存的能量，和負載RL有關，因此可進行升壓、降壓變換。從圖4 中可以看出S1、L、D1 組成Buck 變換器，S2、L、D2 組成BOOST 變換器。

當變換器工作n 次后UC穩定在某一個值時求輸出電壓。ton時UL≈Ui，而toff時UL≈UC，根據伏秒值關系可得式(1)，可見D 改變時輸出電壓具有升降壓特性。

爆閃燈中應用的是變換器工作n 次后達到UO的過程，設每個周期電感儲存的能量全部傳送到電容，則Ui不變時電感電流代入后可得式(2)。

2.2 高功率因數混合型變換器工作原理

圖5 為NCP5181 組成的占空比可調電路圖，NCP5181內有2 個驅動器U1、U2，工作電壓為8～20 V，內有20 V 穩壓管，工作電流約為0.35 mA[13-14]。U1、U2的輸入端具有施密特輸入特性，超過2 V 時輸出高電平，低于1 V 時輸出低電平。

圖5 NCP5181 組成的占空比可調電路圖

圖6 為工作時序圖，UA為占空比D=5%的窄脈沖，經過D0給C0迅速充電，則C0的電壓大于UH驅動器U1、U2輸出高電平，開關S1、S2 同時飽和。C0的電壓可通過R0和Q0放電，當UG小于Q0的開啟電壓UTH時(UTH=2 V)，Q0截止只通過R0放電，產生最大的占空比D1，當UG大于UTH時Q0開始導通進行放電，產生D1、D2 等不同的占空比。UG越大放電速度越快D 越小。

圖6 工作時序圖

為了獲得高功率因數變換，采用占空比控制電感電流開關的方法，而不是檢測電感電流。圖7 為工作原理示意圖。Ui為全波整流后正弦波的半波電壓，每個高頻周期T 內按占空比D 進行開關后得到不同的峰值電流IP。可見電感電流的平均值很好地跟蹤輸入電壓波形，因此功率因數很高。

圖7 固定占空比時電感電流示意圖

交流電的Ui=Umsin(ωt)、頻率f=50 Hz 時Ts=10 ms，電感L 取1 mH。變換器工作頻率50 kHz 時T=20 μs，則電感的峰值電流IP取決于式(3)，整理后可得式(4)。

式中Tn=nTs/T，n 的取值范圍為0～500。由于Ui改變因此每個(Tn+1-Tn)=T 時間段內積分的三角波電感電流的斜率是非線性的，但T=20 μs 很小，Ui變化量不大，因此近似為線性處理。則電感的峰值電流IP的平均值為IL=把式(2)代入后可得式(5)。

圖8 為D 分別取25%、15%、Um=311 V 時，利用式(5)仿真的IP和IL波形圖。可見D 不同時IP和IL按正弦波規律變化。

圖8 D 不同時IP 和IL 波形圖

2.3 高功率因數混合型變換器電路設計

高功率因數混合型變換器電路如圖9 所示。單片機產生50 kHz、D=5%、幅度為5 V 的窄脈沖提供給PUL端[15]，SW 端用于切換110 V/220 V 工作狀態，當UAC為170～250 V 時SW 為高電平Q4 導通R3被短路，C0的電壓通過R2放電產生占空比。

圖9 高功率因數混合型變換器電路

當UAC為80～170 V 時SW 為低電平Q4截止，C0的電壓通過R2和R3放電產生占空比。

Q3 的作用是，當電容C4的電壓超過設定值320 V 時Q3 開始導通把C0的電壓迅速放電，只提供最小的占空比，維持輸出電壓。

2.4 高功率因數混合型變換器電感L 的設計

每個Ts內電感釋放給電容C4的能量為經過N 個Ts時間充電后應滿足式(6)，式中η 為電路的效率。

整理后可得式(7)，同時為了防止電感過小導致IP過大，設定交流電壓最大值Um時電流最大值為Im。則工作時應滿足IP

式(7)為功率條件、式(8)為電流條件，則當輸入電壓為250 V 時產生最大的電流。交流電頻率f=50 Hz、窄脈沖周期T=20 μs、C=100 μF、η=80%，要求C4的充電電壓在TX=0.3 s 之內達到320 V 設定值，則N=TX/Ts=30。

Im分別取1 A、1.2 A、1.5 A 后根據式(7)、式(8)仿真的結果如圖10 所示。

圖10 輸入250 V 時功率條件與電流條件的關系

可知Im=1 A、Im=1.2 A 時交點在L 值大于1 000 μH，電感體積過大不予考慮。當Im=1.5 A 時L>620 μH 滿足要求。

為了保證在每個周期T 內電感能量全部釋放，應滿足式(9)的釋放條件。ton時UL≈Ui，而toff時UL≈UC4，根據伏秒值關系可求得toff=Ui/UC4。同時電感中施加了Ui電壓時電流達到Im所需要的ton=ImL/Ui，代入式(9)后可得式(10)。

UAC為80～250 V 時，在80 V 處達到Im的ton時間最長，如果此時滿足式(10)條件，則其他范圍電壓時均可滿足要求。

圖11 為Im=1.5 A、UAC分別取80 V、250 V 后，利 用式(7)、式(8)仿真的結果。可見UAC=80 V 時L 范圍為A區，UAC=250 V 時L 范圍為B 區。

圖11 電感取值范圍曲線

由于爆閃燈工作電壓為80～250 V，因此L 取值應同時滿足A 區和B 區，則L 值應滿足620 μH

2.5 控制器電路設計

圖12 為利用MK7A23P 的控制器電路，模式開關S1提供4 種爆閃燈的工作模式，PA3 輸出D=5%、頻率為50 kHz 的窄脈沖，PA4 輸出時間為1 s、D=10%的觸發脈沖控制頻閃管組件工作。

圖12 MK7A23P 的控制器電路

Ui經過D8、R10、R11分壓后提供給PC7，檢測輸入電壓的大小，當UAC>170 V 時SW 端輸出高電平進入220 V工作模式。

3 實驗結果分析

圖13、圖14、圖15 為輸入電壓UAC分別取80 V、220 V、250 V 時各點的波形圖。

圖13 UAC=80 V 時工作波形圖

圖14 UAC=220 V 時工作波形圖

圖15 UAC=250 V 時工作波形圖

可見交流電壓從80～250 V 內改變時C4的電壓約為0.3 s 內達到值320 V。

為了觀察交流電的輸入波形，把UAC=80 V 工作時波形展開后得到圖16。

圖16 UAC=80 V 時工作波形展開圖

可見交流電輸入電流波形近似為正弦波，實測的功率因數為0.95～0.98。

圖17 為電容C1=0.22 μF 輸出端接入恒定負載時各點的波形圖，可見整流后的輸入電壓波形與電流波形幾乎是同相且連續的，實測的功率因數為0.98。

圖17 恒定負載時各點的波形圖

4 結論

實驗結果表明，利用高功率因數混合型變換器設計的交流爆閃燈可在80～250 V 寬電壓范圍內工作，可實現110 V/220 V 產品的單一化，便于維護管理，提高管理效率。

利用單級變換器可實現升壓、降壓，且功率因數很高，開關管的反向電壓與輸入、輸出電壓中的較大者相同，因此開關管在較低的反向電壓下工作，提高電路的穩定性，特別適合于高壓輸出的場合。