基于多模式控制策略的半橋轉(zhuǎn)換器開關(guān)控制方法

張建平，王瑞

（中原科技學(xué)院機(jī)電工程學(xué)院，河南 鄭州 450000）

隨著計算機(jī)工業(yè)和電信網(wǎng)絡(luò)的快速發(fā)展，提高電源效率變得越來越重要。在各種通信設(shè)備中，系統(tǒng)能耗占很大比例，其功率損耗主要在其電源轉(zhuǎn)換器中。

具有非對稱占空比控制的半橋轉(zhuǎn)換器由于其眾多優(yōu)點(diǎn)，成為合適的轉(zhuǎn)換器之一，這些優(yōu)點(diǎn)包括組件數(shù)量少、控制方法簡單以及零電壓開關(guān)（zero volage switching，ZVS）無需任何額外的組件和開關(guān)上的鉗位電壓應(yīng)力[1?4]。非對稱半橋轉(zhuǎn)換器還具有一些缺點(diǎn)，例如：變壓器的偏置電流會引起磁化并增加鐵心損耗，尤其是在為保持時間要求而設(shè)計的轉(zhuǎn)換器中。此外，僅在有限的負(fù)載范圍內(nèi)才能實(shí)現(xiàn)完整的ZVS，在輕負(fù)載條件下，開關(guān)損耗會更高，效率會降低。為了解決非對稱半橋轉(zhuǎn)換器的缺點(diǎn)，學(xué)術(shù)界開展了許多研究。文獻(xiàn)[5]提出在輸出整流器上增加一個隔離電容器，以使變壓器的直流偏置電流變?yōu)榱恪５牵@會產(chǎn)生較大的二次循環(huán)電流，從而導(dǎo)致較大的傳導(dǎo)損耗并降低整體轉(zhuǎn)換效率。文獻(xiàn)[6]則通過添加一個有源緩沖電路來修改半橋轉(zhuǎn)換器的次級側(cè)結(jié)構(gòu)，該有源緩沖電路使DC偏置電流減小。但是，未考慮輕載條件的效率。此外，為了在整個負(fù)載條件下實(shí)現(xiàn)高轉(zhuǎn)換效率，非對稱半橋轉(zhuǎn)換器應(yīng)具有較寬的ZVS范圍。在以前研究中，文獻(xiàn)[7?8]提出了帶有外部諧振電感器的非對稱半橋轉(zhuǎn)換器。盡管外部諧振電感器增加了ZVS范圍，但整流器的電壓應(yīng)力相應(yīng)增加。文獻(xiàn)[9]提出通過用開關(guān)代替低壓側(cè)鉗位二極管并增加輔助繞組來改變變壓器匝數(shù)比，以增加ZVS范圍和保持時間。但是，增加的元件增加了轉(zhuǎn)換器的成本和復(fù)雜性。在文獻(xiàn)[10]中，升壓轉(zhuǎn)換器級聯(lián)到非對稱半橋轉(zhuǎn)換器，以解決保持時間及其對直流偏置電流的影響的問題。盡管這種結(jié)構(gòu)減少了直流偏移損耗，但它也增加了控制的要素和復(fù)雜性。

在本文中，針對上述問題，為了在負(fù)載電流的整個范圍內(nèi)提高半橋轉(zhuǎn)換器的效率，提出了一種新穎的開關(guān)控制方法。該方法首次提出半橋轉(zhuǎn)換器的多模式控制策略，可以通過低成本的數(shù)字控制器來實(shí)現(xiàn)，同時避免通過附加組件對基本轉(zhuǎn)換器的結(jié)構(gòu)進(jìn)行任何修改。所提出的方法使用四種主要的控制模式，包括非對稱、相位變化（phase shift，PS）、脈沖寬度調(diào)制（pulse width modulation，PWM）和突發(fā)控制。盡管這些方法在整個負(fù)載條件下都不是最佳方法，但實(shí)驗(yàn)結(jié)果證明了它們在特定負(fù)載子范圍內(nèi)的優(yōu)越性。因此，本文所提的開關(guān)控制方法包括了四類控制模式。為了確定不同控制模式之間過渡點(diǎn)，根據(jù)負(fù)載電流和轉(zhuǎn)換器參數(shù)分別計算每種控制模式的功率損耗，然后根據(jù)它們的交點(diǎn)獲得過渡點(diǎn)。這些過渡點(diǎn)是負(fù)載電流的特定值，將負(fù)載電流的整個范圍分為四個子范圍。數(shù)字控制器通過將負(fù)載電流與這些轉(zhuǎn)換點(diǎn)進(jìn)行比較來選擇控制模式。本文所提出方法的重要特征之一是通用性，它適用于提高任意給定的基本半橋轉(zhuǎn)換器的效率。

1 功率損耗分析

基本的半橋轉(zhuǎn)換器如圖1所示。為了簡化分析，考慮了以下假設(shè)：

圖1 基本半橋變換器Fig.1 Basic half-bridge converter

1）開關(guān)損耗、傳導(dǎo)損耗和磁損耗視為總功耗；

2）由于與功率損耗相比值較低，因此可以忽略柵極驅(qū)動器的損耗；

3）轉(zhuǎn)換器的元素參數(shù)由制造商提供。

1.1 非對稱控制模式下的功率損耗

非對稱控制中的半橋轉(zhuǎn)換器的工作波形如圖2所示。

圖2 半橋變換器在不對稱控制模式下的工作波形Fig.2 Operation waveforms of half-bridge converter in asymmetry control mode

文獻(xiàn)[11]中的等效電路描述了非對稱控制模式下轉(zhuǎn)換器的工作原理。Ip（tn）為tn處的變壓器一次電流，VDS1（tn）和VDS2（tn）為在tn（n=0，1，...）時Q1和Q2的漏源電壓。直流增益是輸出電壓與輸入電壓之比，VCb為 Cb兩端電壓，IM，avg為平均磁電流。此外，IQ1，rms，IQ2，rms，ID1，rms，ID2，rms，ILo，rms和 Ip1，rms分別為開關(guān)、二極管、輸出電感和變壓器一次側(cè)的有效值電流。在t0處，Q1接通，并且將Vin～VCb施加到變壓器的一次側(cè)。在此時間間隔內(nèi)，變壓器一次電流IP為反映輸出電流（IO/N）與變壓器磁電流IM的總和。在時間t1，Q1關(guān)閉并且IP對電容器C1進(jìn)行充電，并對電容器C2進(jìn)行放電，該間隔持續(xù)到變壓器二次側(cè)電壓達(dá)到零為止。換句話說，直到在時刻t2將C2電壓放電到VCb為止。由于變壓器耦合，C2由諧振電感Lr和輸出電感LO中存儲的能量放電。在時間t2，變壓器兩端的電壓變?yōu)榱悖琁O通過輸出整流器循環(huán)，而C2僅通過Lr中存儲的能量繼續(xù)放電。C2完全放電后，Q2兩端的電壓達(dá)到零，Q2本體二極管在t3開始導(dǎo)通，并且Q2在ZVS條件下導(dǎo)通。因此，將Q2的ZVS條件確定為

在此時間間隔內(nèi)，Lr兩端的電壓為?VCb，IP減小，并且沒有能量傳輸至2次級。此間隔稱為占空比（D）損耗。在t4時，IP和IM的總和達(dá)到–IO/N。此時間間隔所需的時間通過以下方式獲得：

式中：ω0為角諧振頻率；Z0為諧振的特性阻抗；COSS為場效應(yīng)晶體管的寄生電容。

Q2在 t5時關(guān)斷，IP對 C2充電，同時對 C1放電。此模式一直持續(xù)到變壓器一次側(cè)電壓，VP在時間t6變?yōu)榱悖ㄖ钡紺1放電到Vin?VCb）為止。由于二次側(cè)、一次側(cè)連接，C1使用存儲在Lr和LO中的能量放電。在t6時，VP變?yōu)榱悖瑫r二次側(cè)解耦。因此，IO通過二次側(cè)循環(huán)，并且C1繼續(xù)使用Lr中存儲的能量進(jìn)行放電。C1在t7完全放電后，Q1的本體二極管開始導(dǎo)通，并且Q1達(dá)到ZVS。Q1的ZVS條件確定為

在此模式下，Vin?VCb跨越Llk，并且IP增加。此模式一直持續(xù)，直到IP–IM達(dá)到IO/N。此間隔所需的延遲時間表示為

由于IP(t2)總是大于IP(t6)，VCb總是小于Vin?VCb，所以式（1）的ZVS條件比式（5）容易得到。

場效應(yīng)晶體管開關(guān)的開關(guān)損耗按下式計算：

式中：VDS,ON，ID,ON，VDS,OFF和ID,OFF分別為場效應(yīng)晶體管在通電（tON）和關(guān)斷（tOFF）時間的漏源電壓和電流；fS為開關(guān)頻率。

Q1和Q2的開關(guān)損耗可以用式（7）中開關(guān)接通和斷開時的電壓和電流代入，并用下式表示：

此外，二極管的開關(guān)損耗計算如下：

式中：trr為二極管的反向恢復(fù)時間。

磁性元件單位體積的磁芯損耗由廣義Stein?metz方程[12]計算，其表示為

式中：TS為開斷周期；ΔB為峰值磁通密度；α，β和k為Steinmetz參數(shù)。

如前所述，在這種控制模式中存在一個直流偏移電流，它提供直流磁場HDC（預(yù)磁化），同時增加磁損耗。HDC計算如下：

式中：le為有效的磁墊長度。

由文獻(xiàn)[12]可知，HDC影響ki和β參數(shù)值。換句話說，這些參數(shù)取決于HDC（β=f(HDC)和ki=f(HDC)），由圖3的Steinmetz參數(shù)圖確定，并且β0和ki0為零預(yù)磁化（HDC=0）時的Steinmetz參數(shù)。

圖3 鐵氧體材料N87（EPCOS）Steinmetz參數(shù)圖Fig.3 Steinmetz parameters graph of the material ferrite N87（EPCOS）

為了計算傳導(dǎo)損耗，需要諸如場效應(yīng)晶體管的導(dǎo)通電阻RDS，二極管壓降VD，變壓器一次和二次繞組電阻Rtp和Rts以及輸出電感器電阻RL之類的數(shù)據(jù)。因此，在非對稱控制模式下的總傳導(dǎo)損耗描述為

式中：IQ1,rms，IQ2,rms分別為開關(guān) Q1，Q2的電流有效值；ILo,rms為輸出電感的平均電流；IP1,rms為變壓器一次側(cè)的平均電流。

在非對稱控制模式（PT,Asym）下，半橋轉(zhuǎn)換器的總功率損耗為式（8）～式（11）及式（14）之和。

1.2 DCS控制模式下的功率損耗

此控制模式產(chǎn)生對稱脈沖并消除IM,avg，并為其中一個開關(guān)提供軟交換。DCS控制模式下半橋轉(zhuǎn)換器的工作波形如圖4所示。

圖4 半橋變換器在DCS控制模式下的工作波形Fig.4 Operation waveforms of half-bridge converter in DCS control mode

文獻(xiàn)[13]中的等效電路描述了DCS控制模式下轉(zhuǎn)換器的工作原理。如圖4所示，對Q2柵極信號進(jìn)行移位以調(diào)整Q1關(guān)閉和Q2開啟之間的延遲時間，從而為Q2提供ZVS。在此模式下，由于占空比信號對稱，IM,avg為零。Q1在t1時截止，IP對電容器C1充電并使電容器C2放電。由于變壓器耦合，C2通過Lr和LO中存儲的能量放電。C2完全放電后，Q2兩端的電壓達(dá)到零，并且Q2本體二極管在t3開始導(dǎo)通，并且Q2在ZVS條件下導(dǎo)通。在此控制模式下，Q1在硬開關(guān)條件下導(dǎo)通。Q1和Q2的開關(guān)損耗可通過代入式（7）中的開關(guān)的開、關(guān)電壓和電流來得出，并表示為

此外，在此控制模式下，二極管的開關(guān)損耗計算如下：

該控制模式下的磁芯損耗也由式（11）計算。由于HDC為零，因此Steinmetz參數(shù)是恒定的。在DCS控制模式下，半橋轉(zhuǎn)換器的傳導(dǎo)損耗計算如下：

DCS控制模式（PT,DCSs）下的半橋轉(zhuǎn)換器的總功率損耗為式（15）～式（18）及式（11）之和。

1.3 PWM控制模式下的功率損耗

在此控制模式下，將在硬切換條件下對稱地打開和關(guān)閉開關(guān)。

PWM控制模式下半橋轉(zhuǎn)換器的工作波形如圖5所示。

圖5 半橋變換器在PWM控制模式下的工作波形Fig.5 Operation waveforms of half-bridge converter in PWM control mode

Q1和Q2的開關(guān)損耗相等，并通過代入式（7）中開關(guān)接通和關(guān)斷時的電壓電流來計算。

二極管開關(guān)和磁芯損耗與DCS控制模式下相同。

此外，在此控制模式下，半橋轉(zhuǎn)換器的傳導(dǎo)損耗由元件的電壓和電流計算得出：

PWM控制模式下的半橋轉(zhuǎn)換器的總功率損耗是式（19）、式（20）、式（17）和式（11）之和的兩倍。

2 控制模式之間的過渡點(diǎn)

在本節(jié)中，將分別計算ITrans1，ITrans2和ITrans3三個過渡點(diǎn)。三個過渡點(diǎn)將整個負(fù)載變化范圍分為四個子范圍，分別稱為“重負(fù)載”區(qū)、“半重負(fù)載”區(qū)、“輕負(fù)載”區(qū)和“超輕負(fù)載和空載”區(qū)。

2.1 過渡點(diǎn)的計算

確定過渡點(diǎn)時，不必比較四種模式的效率。換句話說，根據(jù)控制模式的特征，從滿載到空載的優(yōu)先級分別為非對稱，DCS，PWM和突發(fā)控制模式。

在重負(fù)載條件下，由于非對稱控制模式為兩個開關(guān)都提供ZVS并顯著降低了開關(guān)損耗，因此其效率優(yōu)于為開關(guān)之一提供ZVS的DCS。此外，在重負(fù)載下，DCS優(yōu)于PWM，后者在硬開關(guān)條件下均會導(dǎo)通。

根據(jù)式（5）的規(guī)定，通過降低負(fù)載，沒有完全為其中一個開關(guān)提供ZVS，并且開關(guān)損耗增加。另外，IM,avg增加了磁芯損耗。這些因素降低了輕載條件下轉(zhuǎn)換器的效率。將控制模式更改為DCS并消除IM,avg，可提高輕載條件下的效率。在非對稱和DCS控制模式下轉(zhuǎn)換器的效率變得相等的負(fù)載電流為ITrans1，其通過下式求得：

隨著負(fù)載的減少，ZVS丟失了。同樣，由于DCS中的電流有效值要比PWM高，因此導(dǎo)通損耗也更高。與PWM控制模式相比，這些因素降低了DCS控制中轉(zhuǎn)換器的效率。因此，通過將控制模式改變?yōu)镻WM，可以提高該負(fù)載條件下的效率。在這兩種模式下，轉(zhuǎn)換器的效率變得相等的負(fù)載電流為ITrans2，其通過下式求得：

從式（7）和式（11）可以看出，通過減小開關(guān)頻率來減小開關(guān)和磁損耗。僅在超輕負(fù)載和空載條件下，才可以降低開關(guān)頻率。突發(fā)控制模式用于減少超輕負(fù)載和空載條件下的開關(guān)損耗。在此控制模式下，兩個邊界用于調(diào)節(jié)輸出電壓。當(dāng)Vo達(dá)到上限時，PWM被關(guān)閉；通過將Vo降低到下限，PWM被使用。在建議的控制方法中使用突發(fā)控制模式被設(shè)計為具有與PWM控制模式相同的輸出電壓波形。在突發(fā)控制模式下恒定波形電壓的情況下，頻率隨著負(fù)載電流的降低而降低。然后，計算突發(fā)和PWM控制模式的輸出電壓波形相同時的最大負(fù)載電流，作為第三轉(zhuǎn)換點(diǎn)ITrans3。PWM控制模式下轉(zhuǎn)換器的輸出電壓波形計算如下：

式中：rC為CO（ESR）的串聯(lián)電阻。

另外，如文獻(xiàn)[12]中那樣計算突發(fā)控制模式下的輸出電壓波形。ITrans3通過下式求得：

通過式（24）得到I0，則ITrans3=I0。式（21）、式（22）和式（24）通過數(shù)值方法求解。

2.2 參數(shù)變化對過渡點(diǎn)的影響

與式（21），式（22）和式（24）一樣，轉(zhuǎn)換器的參數(shù)（如RDS，COSS，Vin和fS）取決于過渡點(diǎn)的值。為了可視化這些效果，針對過渡點(diǎn)與參數(shù)生成了三維圖。參數(shù)變化對過渡點(diǎn)的影響如圖6所示。

圖6 參數(shù)變化對過渡點(diǎn)的影響Fig.6 Effect of parameters variations on transition point

圖6a體現(xiàn)了過渡點(diǎn)相對于COSS和fS的變化。如圖所示，當(dāng)過渡點(diǎn)變化很大時，例如，在80 kHz和200 pF時，ITrans1，ITrans2和ITrans3分別為10.8 A，4.1 A和1.8 A，而在120 kHz和400 pF時，它們分別為8.7 A，3.8 A和1.6 A。在該圖中，RDS為270 mΩ。

圖6b體現(xiàn)了過渡點(diǎn)相對于fS和RDS的變化。在 80 kHz和 50 mΩ 時，ITrans1，ITrans2和 ITrans3分別為11.3 A，4 A和1.8 A，而在120 kHz和200 mΩ時，它們分別為9.7 A，3.8 A和1.6 A。在該圖中，COSS為870 pF。

3 多模式控制方法

圖7為所提出的多模式控制方法的流程圖。數(shù)字控制器會定期采集負(fù)載電流，將負(fù)載電流與過渡點(diǎn)進(jìn)行比較，并將轉(zhuǎn)換器置于相關(guān)的控制模式下。

圖7 擬定控制方法流程圖Fig.7 Proposed control method flowchart

1）“重負(fù)載”條件和“不對稱”控制模式：當(dāng)負(fù)載電流高于ITrans1時，半橋轉(zhuǎn)換器由不對稱控制模式控制。在這種控制模式下，較高的磁芯損耗會導(dǎo)致在輕負(fù)載條件下效率降低。

2）“半重負(fù)載”條件和“ DCS”控制模式：此負(fù)載條件在ITrans1和ITrans2之間，并且半橋轉(zhuǎn)換器由DCS控制模式控制，IM,avg為零，并提供ZVS開關(guān)。

3）“輕負(fù)載”狀態(tài)和“PWM”控制模式：在負(fù)載電流介于ITrans2和ITrans3之間的情況下，半橋轉(zhuǎn)換器由常規(guī)PWM控制模式控制。

4）“超輕和空載”條件和“突發(fā)”控制模式：半橋轉(zhuǎn)換器由突發(fā)控制模式控制，負(fù)載電流低于ITrans3。如第2節(jié)所述，突發(fā)控制模式用于減少超輕負(fù)載和空載條件下的開關(guān)損耗。

4 測試設(shè)置和實(shí)驗(yàn)結(jié)果

圖8為數(shù)控半橋轉(zhuǎn)換器的實(shí)物平臺。半橋轉(zhuǎn)換器具有400 V直流輸入電壓，12 V直流輸出電壓，30 A輸出電流和100 kHz開關(guān)頻率。

圖8 數(shù)字控制器和半橋變換器Fig.8 Implemented digital controller and half-bridge converter

本算例是根據(jù)文獻(xiàn)[11?13]中的程序設(shè)計制造的半橋轉(zhuǎn)換器。半橋轉(zhuǎn)換器的電路參數(shù)如下：輸出電感LO=32μH，輸出電容CO=330μF，諧振電感 Lr=20 μH，MOSFET開啟時間 tON=77 ns，MOSFET關(guān)閉時間tOFF=168 ns，MOSFET寄生電容COSS=870 pF，漏源電阻RDS=270 mΩ，二極管恢復(fù)時間trr=55 ns。轉(zhuǎn)換器的組件為IRFP460A場效應(yīng)晶體管，HFA50PA60C超快二極管，T40?14作為諧振電感器，T154?52作為輸出電感器，EP?COS E42/21/20和N87用作變壓器，變壓器參數(shù)如下：Steinmetz參數(shù)中，α=1.57，β=2.5，k=20.02，變壓器變比NP/NS=24/2，磁感應(yīng)系數(shù)LM=1 650μH，磁路長度Ie=97 mm，初級匝數(shù)Ve=22 700 mm3。STM32F407處理器用作數(shù)字控制器，其參數(shù)如下：時鐘頻率168 MHz，ADC采樣率2.4 MHz，數(shù)位分辨率12 bit，PWM分辨率16 bit。

選擇開關(guān)和二極管時要考慮電壓和電流應(yīng)力。開關(guān)的最大電壓和電流應(yīng)力分別出現(xiàn)在PWM和非對稱控制模式下，而對于二極管，這些最大值出現(xiàn)在非對稱控制模式下。使用測得的輸入和輸出電壓及電流繪制效率曲線。輸出電壓是固定的，輸出電流從滿載到空載都會變化。為了施加不同的負(fù)載電流，使用了滑動變阻器。輸入和輸出電流由GoodWill GCM?403數(shù)字鉗形表測量。輸入和輸出電壓由GoodWill GDM?357數(shù)字萬用表測量。波形由GoodWill GDS?2074E數(shù)字示波器記錄和測量。所有測試均在實(shí)驗(yàn)室的環(huán)境溫度下進(jìn)行，從滿負(fù)荷到低負(fù)荷要經(jīng)過15個步驟，大約需30 min。圖9顯示了效率曲線的實(shí)驗(yàn)結(jié)果。在圖9中，顯示了非對稱對DCS，DCS對PWM，PWM對突發(fā)控制模式的效率曲線，其交點(diǎn)分別為8.4 A，4.5 A和2.1 A，分別對應(yīng)了ITrans1，ITrans2和ITrans3。

圖9 半橋轉(zhuǎn)換器效率的實(shí)驗(yàn)結(jié)果Fig.9 Experimental results of half-bridge converter efficiency

表1為過渡點(diǎn)使用式（21）、式（22）和式（24）得出的計算結(jié)果和實(shí)驗(yàn)結(jié)果，計算結(jié)果和實(shí)驗(yàn)結(jié)果相吻合，其差異可能是由于溫度變化引起的制造公差和電路參數(shù)變化所致。因此，證明了本文所提的計算過渡點(diǎn)的方法非常精確，與通過實(shí)驗(yàn)得到的過渡點(diǎn)相比，差距很小。未來的研究中就可以用計算的方式得到過渡點(diǎn)，而不需要通過繁瑣耗時的實(shí)驗(yàn)去獲得過渡點(diǎn)，極大提高了研究效率。

表1 轉(zhuǎn)換器的計算結(jié)果和實(shí)驗(yàn)結(jié)果Tab.1 Calculated and experimental results of the converter

為了支持上述結(jié)論，本文開展多項(xiàng)實(shí)驗(yàn)，結(jié)果如表2～表5所示。

表2和表3顯示了在不同頻率和不同場效應(yīng)晶體管下轉(zhuǎn)換器的計算結(jié)果和實(shí)驗(yàn)結(jié)果的一致性。表4和表5中還描述了輸入和輸出電壓變化對過渡點(diǎn)的影響。

表2 不同頻率下變換器過渡點(diǎn)的計算與實(shí)驗(yàn)結(jié)果Tab.2 Calculated and experimental results of the converter transition points at different frequencies

表3 其他場效晶體管在100 kHz下的計算結(jié)果和實(shí)驗(yàn)結(jié)果Tab.3 Calculated and experimental results with other MOSFETs at 100 kHz

表4 不同輸入電壓下過渡點(diǎn)的計算結(jié)果和實(shí)驗(yàn)結(jié)果Tab.4 Calculated and experimental results of transition points at different input voltages

表5 不同輸出電壓下過渡點(diǎn)的計算結(jié)果和實(shí)驗(yàn)結(jié)果Tab.5 Calculated and experimental results of transition points at different output voltages

數(shù)字控制器使用磁滯回路將負(fù)載電流與轉(zhuǎn)換點(diǎn)進(jìn)行比較，以消除任意兩個相鄰控制模式之間的跳動。控制模式之間轉(zhuǎn)換性能的實(shí)驗(yàn)結(jié)果如圖9所示。可以看出，在控制模式轉(zhuǎn)換期間，半橋轉(zhuǎn)換器的輸出電壓保持恒定。圖10顯示了所提控制策略和非對稱控制的轉(zhuǎn)換器的動態(tài)響應(yīng)，包括過渡和穩(wěn)定時間。

圖10 動態(tài)響應(yīng)實(shí)驗(yàn)結(jié)果Fig.10 Experimental results of dynamic response

此外，對于所提出的控制方法和非對稱控制，從空載到滿載的轉(zhuǎn)換器的實(shí)驗(yàn)結(jié)果如圖11所示，可以看到，對于所提控制策略，穩(wěn)定時間和下沖為400μs和1.2 V。非對稱控制分別為360μs和1 V。為了衡量所提出方法的節(jié)電措施，進(jìn)行對比實(shí)驗(yàn)，結(jié)果如圖12所示，利用圖9中的效率曲線可以計算不同控制方法的24 h總功耗。對于非對稱、DCS和PWM控制模式，該方法的節(jié)電量分別為19 W（6.3%），26 W（8.4%）和32 W（10.2%）。采用所提控制策略，并分別采用計算過渡點(diǎn)和實(shí)驗(yàn)過渡點(diǎn)進(jìn)行功耗計算。如圖12所示，相對于其他控制模式，所提策略極大降低了功耗，并且采用計算過渡點(diǎn)產(chǎn)生的功耗僅比實(shí)驗(yàn)過渡點(diǎn)產(chǎn)生的功耗多3 W（1%）。

圖11不同控制模式下從空載到滿載的實(shí)驗(yàn)結(jié)果Fig.11 Experimental results from no load to full load under different control modes

圖12 不同控制方法對變流器的24 h功耗的比較Fig.12 Comparison of 24 h power consumption of the converter using previous and proposed control methods

5 結(jié)論

本文針對半橋變換器的四種主要控制模式，提出了一種多模式切換控制方法。這些模式是：非對稱，DCS，PWM和突發(fā)控制。并將負(fù)載電流變化范圍分為“重負(fù)載”、“半重負(fù)載”、“輕負(fù)載”及“超輕負(fù)載和空載”四個區(qū)域。基于變換器功率的損耗分析，結(jié)果表明能夠以足夠的精度計算出作為變換器電路參數(shù)的控制模式之間的過渡點(diǎn)。另外該方法提高了半橋轉(zhuǎn)換器的效率。為了驗(yàn)證上述結(jié)論，本文進(jìn)行了多項(xiàng)實(shí)驗(yàn)，結(jié)果證明，所提出的控制方法優(yōu)于先前的控制方法，并且所計算的過渡點(diǎn)足夠準(zhǔn)確，可以用計算結(jié)果來替代耗時的實(shí)驗(yàn)方法。