多壓電輸入無相位滯后的同步電荷提取電路研究?

朋焱盛施 閣楊燕梅傅瀟楓劉良康朱晉楊李 青

(中國計量大學機電工程學院，浙江 杭州310018)

隨著物聯網的高速發展，低功耗無線傳感網絡節點成為連接物理世界與互聯網之間的關鍵技術[1]。如何高效的為這些數量龐大的無線傳感節點實現長壽命的自我供電已成為目前研究的熱點。由于振動能量廣泛存在，所以國內外研究人員對環境振動能量采集開展了大量的研究。環境振動能量采集方法一般有3種:電磁式、靜電式和壓電式，其中壓電式振動能量因其具有能量密度高、結構簡單、不受電磁干擾、易于集成化等優點而備受青睞[2－3]。

壓電式振動能量俘獲是利用壓電材料的正壓電效應，將振動能轉換為電能的一種過程。由于壓電元件輸出的是交流電，因此，在壓電元件與負載之間需要具有整流功能的接口電路。最簡單的接口電路是標準的能量收集電路SEH(Standard Energy Harvesting)，該電路由整流橋和存儲電容組成。但這種電路采集效率低，且采集功率受存儲電容電壓和負載大小的影響。

為提高能量采集效率，研究者們提出了多種非線性能量采集電路。如Lefeuvre等人[4－6]提出了同步開關電路SSHI(Synchronized Switch Harvesting on Inductor)和同步電荷提取電路SECE(Synchronous Electric Charge Extraction)。而后，許多研究學者對這些策略進行了改進。如Du等人[7]提出了一種新的冷啟動SSHI接口電路，該電路動態地增加了壓電傳感器在冷狀態下產生的開路電壓，可實現低激勵水平下SSHI電路的啟動。Li等人[8]提出一種具有并聯SSHI整流器和最大功率點跟蹤(MPPT)的壓電能量采集系統，與理想的SEH電路相比，其能量提取總量增加了417%。Wu等人[9]提出了一種壓電能量采集電路，該電路集成了同步開關電感采集電路和有源整流器，可確保電容器電壓在最佳時刻翻轉，無需調整開關時間。Fang等人[10]基于串聯同步開關電感采集技術(Series-SSHI)和最大功率點跟蹤(MPPT)技術，提出了一種有效的壓電能量收集電路。該電路通過連續的能量采集過程來提高采集效率，但這種效率的提高需要電路在最優匹配負載時的最大功率點處才可實現。與SSHI電路相比，SECE采集電路具有輸出功率與負載無關的特性優勢，由此引起了廣大學者的興趣。如Shi等人[11]提出了一種高效的自供電同步電荷提取COMS電路，專用于壓電能量采集。Morel等人[12]提出了一種優化的SECE接口電路，與理想SEH電路相比，該接口電路所采集的能量提高了4.2倍。基于SECE技術，Xia等人[13]提出了同步電荷部分提取(SECPE)技術，解決了壓電設備在強耦合狀態下性能降低的問題。此外，近年來還有一些非線性能量采集電路被提出。如Shi等人[14]提出一種擬最大功率點的能量管理電路，該電路通過將其自身保持在最大功率點附近區域以提高能量采集效率。Du等人[15]提出一種用于壓電能量采集的集成SSHC整流器，將壓電元件分為多個區域，該結構可實現低頻激勵下的顯著升壓。

但是實際應用中，由于單個壓電能量采集往往是不足以供給無線傳感網絡節點工作的，因此，很多場合采用多個壓電元件來采集能量。眾多學者對多輸入能量采集技術進行了研究。Wang等人[16]提出了一種基于Buck結構的多輸入SECE接口電路。Shareef等人[17]提出了一種無整流器的AC－DC轉換電路，該電路具有多個輸入端口。Meng等人[18]提出一種能量管理芯片，該芯片可從多個壓電元件中采集能量。以上接口電路的提出一定程度上解決了多輸入能量采集的問題，但多是通過電感的分時復用技術實現，而且在壓電采集時存在一定的采集延時導致采集效率降低。針對這些情況，本文提出了一種無相位滯后的高效多輸入同步電荷提取電路(MI-SECE)，該電路可同時從多個壓電換能器中采集能量，且不會出現因相位滯后造成延時采集的問題。

1 壓電元件的等效模型及接口電路分析

1.1 壓電等效電路模型

壓電元件受到外力作用時會發生形變，引起壓電元件內部電荷中心發生相對位移而產生電流。壓電片的機電耦合等效模型如圖1(a)所示[19]。其中，LM代表機械質量，CM代表機械剛度，RM代表機械損失。在近諧振情況下，壓電元件可以建模為一個簡單的非耦合等效模型，如圖1(b)所示，一個由正弦電流源IP、電容CP和電阻RP組成的電路，其中CP代表壓電材料的受夾電容。

圖1 壓電元件(PZT)等效電路和簡化電路模型

1.2 同步電荷提取(SECE)電路

SECE電路如圖2所示，它是由全橋整流器和Buck-Boost電路組成。初始狀態下，開關S斷開，電流源IP給受夾電容CP充電，電容兩端電壓VP上升。當電容電壓達到峰值時(此時電流IP過零)，閉合開關S，此時電感L與受夾電容CP形成LCP振蕩回路，儲存在電容CP上的能量短時間內轉移到電感L上，電容CP兩端電壓VP迅速降為零。能量完成轉移后，開關S再次斷開，此時壓電元件(PZT)開路，電感L上的能量通過續流二極管轉移到存儲電容Cr上。

圖2 理想SECE電路

工作過程中，電流IP與電容CP兩端電壓VP方向總是保持同正或同負。若外界激勵不變，即電流IP幅值、頻率不變，那么每次開關S閉合時，從壓電換能器提取的能量就不變。總提取能量不變形成了SECE電路輸出功率與負載大小無關的特性。

2 電路設計與原理分析

2.1 單輸入同步電荷提取電路

本文提出的無相位滯后的SECE電路如圖3所示，主要包括全橋整流電路、峰值檢測電路、電壓過零檢測電路、D觸發器、傳輸控制電路和Buck-Boost電路。初始階段，電流源IP給受夾電容CP充電，當電容CP峰值電壓VPmax來臨時，峰值檢測電路輸出高電平，D觸發器工作輸出高電平，M12導通，M10、M11斷開，儲存在CP上的能量通過電感L1、傳輸控制電路、M12轉移到電感L2上，如回路i2所示。電感L1的存在保證電容CP存儲能量的完全提取，M10可防止電流通過M11漏、極間的寄生二極管造成泄露。當能量提取完成，VP下降為零，電壓過零檢測電路輸出低電平，此時D觸發器重置為零，M12斷開，M10、M11導通，PZT處于開路狀態。儲存在電感L2上的能量通過續流二極管D3、MOS管M10、M11轉移到電容Cr上，如回路i3所示。理想工作狀態下的波形如圖4所示，其中Q表示D觸發器輸出波形，P表示峰值檢測電路輸出波形，Z表示電壓過零檢測電路輸出波形。

圖3 提出的單輸入無相位滯后的SECE電路

圖4 理想狀態下電路工作波形

由SECE電路工作過程分析與圖4可知，除了短暫的能量提取時間外，壓電元件大部分時間處于斷開狀態。能量提取時，電流源恰好處于電流過零狀態，沒有向外輸出電流。即能量提取周期內，電流源IP始終僅向電容CP·充電，從而可得到

式中:α表示壓電元件的壓電應力因子，u表示壓電元件的位移，uM表示壓電元件位移最大值。

可得到SECE電路的平均功率為:

式中:ω表示等效電流源角頻率。

2.2 多輸入同步電荷提取電路(MI-SECE)

由SECE電路工作過程可知，每個PZT能量提取周期內，電感占用時間很短，僅有1/4個LCP諧振周期。不同時間段內，多個PZT能量的提取可以通過共享電感實現。然而，在某些情景中，如多個PZT輸出電壓同時達到峰值，需要同時提取，或輸出電壓僅存在極小的相位差時，分時復用共享電感的方法不起作用。

當多個PZT存在極小相位差時，可能存在相位超前或滯后的情況。將多個PZT提取電路進行簡單的并聯，本質上形成了多PZT并聯再與電感串聯的電路連接方式。傳統的提取方式是先到先得，該方式的實現需要在PZT輸出的高低電壓之間設置控制電路，這就增加了電路的復雜度且難以實現。

理想的提取方式是電感能夠自適應的從多PZT中連續提取能量。假設當兩個PZT輸出電壓同時達到峰值時，輸出電壓高的PZT先進行能量轉移，待輸出電壓降到低PZT的電壓時，兩個PZT中的能量同時轉移到電感中。基于此，本文提出了無延時高效采集的多輸入同步電荷提取電路(MI-SECE)，如圖5所示。文中僅以兩個PZT的能量采集進行說明。D觸發器的輸出控制信號分別通過與門、或門進行并聯。若出現多路采集時，采用多輸入的與門和或門進行控制。

圖5 無延時高效采集的MI-SECE

3 電路仿真分析

對所提出的無相位滯后的SECE電路通過LT spice軟件進行仿真分析。仿真過程中，通過參數設置，PZT兩端輸出電壓VP為14 V，如圖6所示。圖6 為PZT兩端電壓和D觸發器輸出控制信號波形及電感電流波形。由于PZT大部分時間處于開路狀態，故電感上大部分時間是沒有電流的。當電壓VP達到峰值時，D觸發器輸出一個觸發信號，傳輸控制電路導通，電感產生一個電流脈沖。從局部放大圖可以看出，當PZT上的能量轉移完成，傳輸控制電路關閉，電感L2上的能量通過續流二極管向電容Cr轉移。從仿真波形不難看出，從電容電壓VP達到峰值，到觸發信號輸出，再到電感產生電流脈沖，幾乎是瞬時完成，沒有延時產生。

為研究所提出接口電路在能量俘獲效率方面的性能，將接口電路在不同負載下的輸出功率進行了仿真測試，并與同等條件下的SEH電路進行了比較，結果如圖7所示。從圖7可以看出，在負載電阻較小時，SEH電路與所提出接口電路輸出功率均較低。這是由于在低負載時，輸出電壓也偏低，各二極管導通壓降和MOS管閾值所占比重較大，從而對電路輸出功率影響較大。當負載電阻大于51 kΩ后，所提出電路的輸出功率穩定在2.94 mW左右，對比而言，SEH電路輸出功率呈現出先上升后下降的趨勢，即SEH電路輸出功率受負載影響較大。所提出MI-SECE電路的最大輸出功率是SEH電路的4倍，且基本不受負載影響，這也表明MI-SECE電路在振動能量俘獲方面具有一定的高效性。

圖7 所提出電路與SEH電路的比較

為研究多PZT工作條件下，所設計電路的采集效果，利用LT spice仿真了存在相位差下的電路工作效果。當PZT1、PZT2完全同相位時，如圖8(a)所示，電容CP1、CP2電壓同時達到峰值，并一起進行能量的釋放轉移，直至能量降為零。當PZT1、PZT2存在相位差(PZT2相位超前PZT1)，如圖8(b)所示，CP2能量轉移過程尚未結束，CP1電壓到達峰值時。此時CP2能量轉移過程中止，CP1能量開始向電感轉移，當CP1、CP2電壓相等時，CP2能量再次開始轉移。從仿真結果可知，CP1、CP2上的能量均能轉移到電感上，且沒有能量回流損失。

圖8 電感L2電流的仿真波形

4 實驗結果與分析

為驗證所提出電路的性能，我們制作了電路板，并搭建了實驗平臺進行了測試，如圖9所示。其中，電路相關元器件型號及參數如表1所示。

圖9 能量俘獲實驗平臺

表1 元器件型號及參數

實驗平臺主要由信號發生器(RIGOL DG3121A)，功率放大器(GF－20W)，激振器，示波器(RIGOL DS1104)，兩個PZT(型號參數一致)和電路板組成。PZT作為懸臂梁，其一端固定在振動臺，另一端為自由端。在PZT的自由端鉆兩個小孔，加裝螺釘螺帽作為質量塊，通過增減螺帽的數量調節換能器的固有頻率。信號發生器產生的正弦信號，經功率放大器增強后，傳輸到激振器中，使其產生正弦振動并驅動PZT變形從而將機械能轉換成電能。PZT的正負極分別通過導線引出與電路的輸入端相連，即PZT輸出電能作為電路的輸入能量，通過電路將該能量提取到電容中，即電容存儲的能量即為電路輸出能量。通過示波器監測能量提取過程中的電壓波形。

調節信號發生器輸出頻率，當振動頻率為16 Hz時，PZT輸出電壓為14 V，與仿真模擬輸入一致。此時，換能器進入近似諧振狀態，PZT的形變量達到最大，即開路電壓最大。此時，PZT兩端電壓輸出波形與仿真波形基本吻合，如圖10所示。PZT將機械振動能轉換為電能，通過能量提取電路將電能儲存到電容中，單個周期內，電容儲存的能量與壓電元件輸出能量之比，即為電路提取功率。該參數是判斷電路性能優劣的重要指標。分別同時測量一個周期內PZT兩端輸出電壓和存儲電容電壓。

圖10 換能器工作狀態下實測波形

根據公式

可求得電路提取效率為90.01%，其中，Vr1、Vr0分別表示一個周期內儲存電容Cr終止時刻、初始時刻的電壓，ΔE表示PZT輸出能量。由于每個周期當PZT電壓從0上升到最大時，電路提取一次，即電容充電一次，故VP1、VP0分別表示PZT峰值電壓和初始電壓0。

本文所設計接口電路旨在將壓電元件形變產生的電能提取到存儲電容中。主要考慮壓電元件輸出電能到儲能端的提取及接口電路的損耗。由于振動臺的作用是模擬環境中的振動使壓電元件產生形變，僅作為一個激勵，故對于其產生損耗本文不做考慮。接口電路的能量損耗主要是二極管和MOS管的導通閾值及各元器件內阻的存在產生的。

為研究負載對電路輸出功率的影響，本文換用不同的負載分別對電路輸出功率進行了測試。圖11為所測得的電路輸出功率隨負載變化的曲線，并與仿真結果進行了對比。由圖可見，在低負載區域電路輸出功率較低，隨著負載的增大，輸出功率逐漸升高，當負載電阻大于51 kΩ時，輸出功率基本保持不變。這是由于在低負載時，電路輸出電壓較低，由二極管導通壓降和各元器件內阻消耗的能量較大。當負載增大后，電路輸出電壓升高，消耗在二極管及各元器件內阻上的能量相對降低。

圖11 電路輸出功率隨負載變化曲線

從整體上看，電路實驗測得的輸出功率低于仿真所得輸出功率，但波形變化趨勢與仿真結果保持一致。實驗結果與仿真結果存在差異的主要原因在于仿真時采用了理想元器件，忽略了元器件所含內阻的消耗，如電感器件除存儲能量外自身會消耗一部分能量。通過實驗結果與仿真結果的對比可知，兩者的結果基本吻合，體現了所提出電路的有效性。

為了研究兩個PZT相位差較小時電路的工作情況，使用兩個型號參數完全一致的PZT，并微調PZT自由端的質量塊(螺釘)，用示波器觀察電路輸出波形。實測電感L2電流波形如圖12所示，與仿真波形吻合。由此可知，本文所提出的無延時高效采集的SECE電路可擴展為多輸入SECE電路(MI-SECE)，并且可同時完成多壓電換能器的能量采集工作。

圖12 電感L2電流波形

將所提出電路與相關文獻PEH電路的性能進行比較，詳細情況如表2所示。本文所提出的電路通過峰值檢測電路的設計，使能量提取效率高達90.01%；而文獻[9]中，Wu等人通過集成SSHI電路和簡化控制器，降低電路的功耗，實現了85%的提取效率，與本文所提出電路相比，依舊較低；文獻[14]中，Shi等人基于擬最大功率點所提出的功率管理電路及其間歇式工作模式，提高了振動能量的收集效率，但同時復雜化的電路增加了能量消耗；文獻[17]中，Shareef等人所提出的用于多PEH采集的無整流AC－DC接口電路，盡管其低功耗控制電路節約了能量，但提取效率僅為79%，由于電感的分時復用，無法實現多個振動能量的同時采集。因此，本文所提出MI-SECE電路不僅保持了較高的能量俘獲效率，且實現了多個PZT能量的同時采集，具有較好的能量利用性。

表2 相關文獻PE能量收集電路的比較

5 結論

本文提出一種無相位滯后高效采集的SECE電路，由整流橋、峰值檢測電路、電壓過零檢測電路、傳輸控制電路和Buck-Boost電路組成。峰值檢測電路輸出與電壓過零檢測電路輸出分別作為D觸發器的時鐘信號和輸入信號，觸發器輸出PWM波作為傳輸電路的控制信號。當PZT輸出電壓峰值來臨時，峰值檢測電路準確捕捉PZT電壓達到峰值的時間，輸出高電平，傳輸控制電路導通，PZT采集能量轉移到電感中。隨PZT能量下降，電壓過零檢測電路準確捕捉到電壓降為零的時間，輸出低電平，傳輸控制電路斷開，電感儲存能量通過續流二極管轉移到存儲電容中。所設計電路通過準確捕捉PZT電壓到達峰值的時間，減小其與開關動作時的相位差，從而提高能量提取效率，能量提取效率為90.01%。同時，通過門電路的連接，該電路可擴展為多輸入的SECE電路，實現多PZT的同時采集。實驗結果驗證了擴展后的MI-SECE電路的有效性。與其他電路相比，具有較為明顯的優勢和特色。