基于換相點換相的無刷直流電機無位置傳感器控制*

2021-10-26 12:16:34徐海霞趙繼永周大為

電機與控制應用 2021年8期

徐海霞,趙繼永,周大為

(1.常州工業職業技術學院智能控制學院,江蘇常州 213164；2.常州市易爾通電子有限公司,江蘇常州 213119)

0 引言

無刷直流電機(BLDCM)以其結構簡單、扭矩大、效率高和調速范圍寬等優點廣泛應用于儀表、家電、工控設備等領域中[1-2]。BLDCM一般通過安裝在電機尾端的位置傳感器來向電機控制器提供電機轉子的位置信息。位置傳感器的存在不僅增加了電機的制造成本，而且傳感器的損壞風險也會降低電機在使用過程中的可靠性。因此，BLDCM的無位置傳感器控制技術已成為國內外學者研究的重點之一[3-6]。

目前，BLDCM的無位置傳感器控制算法中，基于反電動勢過零點檢測的轉子位置估算方法及其衍生的方法應用最為廣泛[7-8]。文獻[9]利用了Buck變換器電感和電容的緩沖續流作用配合三次諧波檢測法檢測電機反電動勢的過零點。文獻[10]提出在上橋斬波下橋全開期間，比較非導通相端電壓與中性點電壓的關系，得到反電動勢過零點信號。文獻[11]提出增加單端初級電感變換器前級驅動電路來校正理想反電動勢過零點與實際反電動勢過零點間的相位差。文獻[12]提出一種基于線電壓差積分的方法檢測和校正換相誤差來估算電機的換相點。上述無位置傳感器控制方法，當應用于高速電機控制時，由于濾波延時、轉速和轉矩波動、MCU計算時間等因素，會使得電機的反電動勢過零點出現超前或滯后，造成換相不準確；當電機負載發生快速較大變化時易出現失步的現象。其他算法如定子電感法、神經網絡算法等[13-15]雖在理論上得到了較好的驗證，但實際的應用推廣仍較少。

針對上述問題，本文提出了一種新型的無傳感器控制算法，該算法綜合BLDCM三相繞組的反電動勢特性，通過分析在控制算法的換相位置點電機反電動勢存在的規律，利用該規律并結合電機反電動勢與轉速的關系，從而獲得BLDCM的換相位置。該算法規避了傳統過零點算法的延時估算過程，引入查表法，使得實現過程更為簡單，適于推廣，特別是在高速電機控制中具有很大優勢。同時，本文提出了一種新型的電機反電動勢檢測電路，以取代傳統的三相電壓檢測電路，該電路在成本、資源需求等方面比傳統電路具有很大優勢，更適用于成本敏感度較高的應用場合。

1 基于電機中心點的反電動勢檢測電路及分析

BLDCM無傳感器算法的檢測電路需3個ADC端口分別檢測電機的三相電壓，在許多成本要求低的場合并不適用。本文提出一種在電機外部重構電機中性點的電路，并通過測量該點電壓來獲取電機懸空相的反電動勢，如圖1所示。

圖1 中性點重構電路

電阻R1、R2和R3用于外部重構電機的中性點，且R1=R2=R3，阻值遠大于電機定子繞組的內阻，一般10 kΩ以上。利用電阻R4和R5對外構的中性點電壓進行分壓，從而獲得適于MCU采樣的電壓。

傳統BLDCM的控制算法一般采用開通電機一相的上管和另外一相的下管方式來驅動BLDCM轉動。假設控制系統在電機A相上管和電機B相下管導通的狀態下，圖1所提重構電路可轉化為圖2所示的等效電路。

圖2 驅動狀態下的等效電路

當不考慮電機定子繞組間互感時，可以得到：

(1)

式中：UN為電機中性點電壓；Ubat為系統供電電壓即電池電壓；Ia、Ib和Ic為電機三相繞組中通過的電流；Ra、Rb為電機A相和B相繞組的電阻；La、Lb為電機A相和B相繞組的電感；ea和eb為電機A、B相繞組的反電動勢。

由于外部選用電阻要遠大于電機定子繞組的內阻，故Ic可近似為零。若假設電機三相繞組相互對稱，即Ra=Rb=Rc，La=Lb=Lc，則ea+eb+ec=0，式(1)可以簡化為

2UN=Ubat+ec

(2)

設R1=R2=R3=R，采樣電壓Uo為

(3)

將式(2)代入式(3)可得：

(4)

由式4可見，在外部匹配電阻、系統供電電壓已知的條件下，根據采樣電壓Uo可以準確計算出懸空相的反電動勢ec。

(5)

2 基于換相點的換相算法

電機轉動過程中，BLDCM定子三相繞組產生的反電動勢相位差為120°，以反電動勢為正弦波的BLDCM作為分析對象，反電動勢為梯形波的BLDCM分析與之同理。

BLDCM的控制算法輸出的電壓方向是抑制電機最大反電動勢的方向，即開通電機三相中電壓最大相對應的上管和電機三相電壓中最小相對應的下管。電機反電動勢與驅動橋臂導通關系如圖3所示。其中，H->為上橋臂開啟的對應相，L->為下橋臂開啟的對應相。

圖3 驅動狀態與電機反電動勢的關系

分析圖3可以發現控制算法中發生換相的位置具有以下特性：(1)非換相橋臂的反電動勢達到幅值電壓；(2)需換相的2個橋臂反電動勢相等。根據電機三相反電動勢之和為零的特性，可以得出結論：當電機發生換相時，其懸空相的反電動勢為其反電動勢幅值的一半。

BLDCM的反電動勢幅值與其轉速成正比例關系，表達式如下：

ep=Ke×ω

(6)

式中：ep為電機反電動勢的幅值；Ke為反電動勢常數；ω為電機轉動電子頻率。

將式(6)中的電子頻率轉換為電子周期,并將周期分為6個等分扇區，可計算電機在換相位置時懸空相的相電壓：

(7)

式中：es為換相點懸空相的反電動勢；Te為電機轉動中每個驅動扇區的時間。

通過對比由采樣電壓Uo計算出的懸空相反電動勢ex(x為懸空相)與由轉速估算的懸空相電壓es，從而確定電機的換相點。當懸空相反電動勢處于上升的階段時，ex>es可換相；當懸空相反電動勢處于下降的階段時，ex

為提高電機驅動過程中的軟件執行效率，將es預先計算好存放于數組中，驅動電機的過程中，直接提取數組中的換相點電壓與當前檢測值ex進行比對。其中，數組中元素es的計算方式如下：

(8)

式中：ΔT為芯片執行換相定時中斷的周期值；n為數組元素序列號即換相后該定時中斷發生的次數。

該算法的簡要執行步驟如下。

步驟1：根據被控電機參數代入式(8)產生換相點電壓數組es(n)。

步驟2：產生定時中斷，n=0。

步驟3：驅動上橋導通時，由ADC端口獲取采樣電壓Uo，計算當前懸空相電壓值ex。

步驟4：若懸空相電壓處于上升期，當ex>es(n)時，跳轉到步驟5，否則n=n+1，跳轉到步驟3；若懸空相電壓處于下降期，當ex<-es(n)時，跳轉到步驟5，否則n=n+1，跳轉到步驟3。

步驟5：執行電機換相，n=0，跳轉到步驟3。

3 試驗仿真及分析

為驗證本文所提方法的有效性和可行性，選用G40-LB07-64S35型無位置傳感器的BLDCM作為試驗對象。該電機的額定功率為1 500 W，電機額定轉速為10 000 r/min，額定電壓40 V，轉子極對數為7。

3.1 仿真測試

為驗證所提方法的動態響應優越性，通過仿真對比過零點檢測算法與本文所提算法的換相表現。根據被測電機特性，模擬外部施加負載時令電機在0.1 s內由6 000 r/min均勻降至1 000 r/min的過程，其單相的反電動勢變化如圖4所示。

圖4 電機相電壓變化趨勢

選取自0.05 s開始至0.07 s這段時間，分別采用過零點檢測算法和本文所提的換相算法執行電機的換相操作。圖5是電機三相電壓在這段時間的變化趨勢，并展示了采用2種不同算法根據當前的相電壓執行換相操作的表現。

圖5 2種電機換相算法的仿真對比

在圖5中，圖5(a)～圖5(c)為電機三相電壓的變化趨勢。圖5(d)為基于過零點檢測的換相算法提供的電機換相信息，每當產生一次換相，則位置數增加1，位置數在1～6區間內循環。圖5(e)為基于本文的換相算法提供的電機換相信息。

由圖5可見，過零點換相算法在電機轉速發生明顯變化時，其換相扇區的時間發生了明顯的不對稱，隨時間推移不對稱性會顯著增加，從而導致這種換相操作易于出現失步現象。該現象是由于在負載變化較大、速度變化較快的情況下電機的反電動勢過零點并非一個扇區的中心點。而本文所提算法在整個時間段均較為準確地選擇了換相位置，具有較強的動態響應性能。

3.2 試驗測試

為驗證本文所提方法的實用性和可推廣性，電機控制器選用意法半導體公司的STM32FEBKC6作為主控MCU，試驗時芯片選用的主頻為48 MHz。構建BLDCM驅動橋臂的MOSFET選用新潔能公司的NCEP85T14。PWM模塊的輸出頻率為15.6 kHz。電機換相計算的中斷頻率設置為50 kHz。試驗采用穩壓電源為控制器供電，試驗電壓為40 V。試驗測試裝置如圖6所示。

圖6 測試裝置

試驗中未采用霍爾傳感器驗證算法換相準確性，主要是由于傳感器的安裝精度不足以作為衡量算法的標準。本次試驗使用的電機未安裝位置傳感器，可根據電機相對地電壓的對稱性來判斷其換相精度。

為驗證算法的動態響應性能，將控制器的母線限流值設定為45 A，相電流保護值為100 A，將電機轉至7 000 r/min，對電機突然施加2.5 N·m的重負載，觀察被測控制器單相相電流及相對地電壓的變化波形。試驗波形如圖7所示。

圖7 突加負載時電機相電流和相對地電壓的變化趨勢

在圖7中，示波器的2通道為電機A相的相對地電壓，示波器4通道為A相的相電流。通過對圖7的分析可知，在其轉速下降的末期，其相電流峰值已達到100 A左右，此時控制器需進行相電流保護，但通過電機相對地電壓波形和相電流波形來看，此時控制器執行的換相操作依然正常。

為驗證本文所提算法在不同速度區間的換相性能，利用恒轉速的控制方式將被測電機分別轉動至2 000、4 000、6 000、8 000、10 000 r/min，觀察其單相的相對地電壓及其母線電流的波形，每組試驗均對電機施加0.2 N·m的負載。不同轉速下試驗波形如圖8～圖12所示。其中示波器的2通道均為相對地電壓波形，4通道均為控制器的母線電流波形。