磁選態銫原子鐘弱信號直接采樣方法研究

高天翔，王驥，趙玉龍，董鵬玲，黃良育，劉志棟

蘭州空間技術物理研究所 真空技術與物理重點實驗室，蘭州 730000

1 引言

磁選態銫原子鐘以其優良的長期穩定性和高可靠性特點，無論在地面導航、守時還是在星載應用領域都發揮著重要作用[1-2]。磁選態銫原子鐘主伺服控制電路如圖1所示，是一個嵌入式伺服控制系統。該電路控制微波模塊產生經過調制的微波信號激勵銫原子躍遷，銫束管輸出的帶有躍遷信息的弱電流信號經過采樣，通過CPU計算出壓控晶振的調節電壓，再通過數據總線控制數模轉換器，從而對壓控晶振的輸出頻率進行調整，控制壓控晶振輸出，完成環路鎖定[3-5]。在以5071A銫原子鐘為代表的“CSⅡ”技術中，弱信號采樣方法為使用AD652芯片作為壓頻轉換器件的壓頻轉換法；2000年以后，以Cs4310B和Cs4000銫原子鐘為代表的“CSⅢ”技術采用的是16位A/D直接采樣銫束管弱信號[6]。壓頻轉換法是一種間接型模數轉換方法，勉強達到12位分辨率時所需采樣時間為20 ms，A/D直接采樣法理論上不僅能夠保證采樣精度，還能提高采樣速率，實現高穩定度和低相噪指標。因此，比較上述兩種方法對磁選態銫原子鐘技術指標究竟有何影響就顯得十分重要；同時，由于壓頻轉換法所需芯片無法實現全部國產，研究銫束管弱信號A/D直接采樣優化主伺服控制電路將對提高銫原子鐘性能指標，并實現完全國產化奠定一定基礎。針對此問題，本文設計了以DSP28335芯片為CPU，利用CAN總線通信技術和主控CPU板進行通信的A/D直接采樣電路，來完成對于弱信號的高精度快速采樣、處理，計算壓控晶振的調節電壓，控制其輸出頻率以實現目的。

圖1 磁選態銫原子鐘主伺服控制電路原理框圖Fig.1 The main servo control circuit principle diagram of the magnetically selected cesium atomic clock

2 弱信號采樣方式對比

2.1 壓頻轉換法

磁選態銫原子鐘產品利用AD652轉換芯片對銫束管輸出弱信號采樣的壓頻轉換法，其原理框圖如圖2所示。弱信號壓頻轉換模塊的輸入為銫束管輸出電流經過電流-電壓轉換后的弱電壓信號，然后通過轉換將電壓信號轉換成脈沖頻率信號，再將頻率信號輸出給FPGA模塊，FPGA模塊通過對脈沖頻率計數，獲得銫束管輸出電流，FPGA將電流信號上報給主控板CPU進行計算處理。壓頻轉換是一種間接比較型的A/D采樣法，即輸入模擬量與參考電壓不直接進行比較，而是轉換成頻率這個中間變量進行比較，然后對結果進行數字編碼。該方法的A/D分辨率是由時鐘頻率和轉換時間(門控時間)決定的，其轉換時間TC為：

圖2 壓頻轉換原理框圖Fig.2 Block diagram of voltage-frequency conversion principle

式中：FFS為AD652的滿度頻率；N為給定分辨率的數字量；fCL為時鐘頻率。在現有磁選態銫原子鐘時鐘頻率500 kHz輸出頻率250 kHz的情況下，構成12位ADC，所需轉換時間為：

另外加之銫束管響應時間3 ms以及放大電路響應時間4 ms,則壓頻轉換總采樣時間為它們的和23.4 ms，即23.4 ms內只采集了一個數，采樣速度慢。在本文設計的A/D直接采樣電路中，調制點信號采樣時間為20 ms,因此實際轉換時達不到12位分辨率，這會導致銫原子鐘的調制點信號誤差無法控制到1 mV以下，影響銫原子鐘短期穩定度。

2.2 A/D直接采樣法

銫束管輸出信號為100 nA左右，經過電流-電壓轉換后達到1 V，再經前量放大達到2.5 V以上，因此可以采用模數轉換芯片直接采集。本文采用了A/D直接采樣法，即利用DSP28335做為CPU和A/D采樣模塊，銫束管輸出的弱信號經放大后，DSP28335對該信號進行采樣并處理，然后利用CAN通信技術和主控CPU板進行通信，進而對壓控晶振模塊輸出頻率進行調整完成閉環鎖定，其原理框圖如圖3所示。集成在DSP28335中的A/D模塊的核心資源是具有12位分辨率的模數轉換器，同時具有2個采樣保持器，通過多路復用后有16個模擬轉換輸入通道，這16個模擬轉換輸入通道復用2個采樣保持器保證了ADC模塊能夠同時采樣2個輸入通道[7]。其最高時鐘頻率可配置為25 MHz，可由多個觸發源啟動ADC，又允許每個或者每隔一個序列轉換結束產生中斷請求[8-9]，因此該方法較壓頻轉換法大大提升了采集速率。通過CPU

圖3 A/D直接采樣原理框圖Fig.3 Block diagram of A/D direct sampling principle

內的軟件設計，可以實現20 ms完成1 200次數據采樣，由于采樣點數多，可以通過求平均值的方法獲得調制點信號值，還可以數字濾波排除掉異常干擾。

3 弱信號A/D直接采樣方案硬件設計

系統硬件整體設計原理如圖4所示。該系統基于DSP芯片TMS320F28335為控制核心，由數據采集模塊、CAN總線通信模塊和供電電源模塊組成。銫束管輸出的含有頻率偏差信息的信號經濾波、放大轉化為電壓信號送入DSP的A/D引腳，DSP接收該信號后經過處理運算通過CAN總線通信模塊上報到主控板CPU的I/O端口，再進行頻率調整量計算，完成環路鎖定。電源模塊為采樣CPU及CAN總線通信模塊提供所需的供電。

圖4 系統整體硬件設計原理框圖Fig.4 Block diagram of the overall hardware design of the system

3.1 處理器選型

磁選態銫原子鐘弱信號采樣系統需要對數據進行精準采集和計算，這要求處理器擁有較高的數據運算精度和速度；同時采樣系統需要外接數據采集、通信模塊等外設，這對處理器的接口也有較高要求。

采樣電路采用的系統CPU是DSP28335芯片，這是一款主頻150 MHz的32位數字信號處理器，具有浮點處理能力外兼功耗小、成本低、外設集成度高等優點。該芯片擁有16通道的12位模數轉換模塊以及2個eCAN通信模塊，能夠完成復雜的數據處理[10-11]，A/D模塊在3 V內分辨率為12位，優于1 mv，同時帶浮點處理器實現平均和濾波功能時間小于1 ms，滿足系統的采樣需求。

3.2 通信模塊

為了保證弱信號采樣系統數據來源的實時性與準確性，在磁選態銫原子鐘采樣系統DSP與主控板CPU間采用CAN總線通信方式傳輸監測數據。DSP28335芯片內部集成了完整的CAN總線通信控制器。該控制器可以完成數據傳送時的自動回復、自動重發、錯誤診斷，并具有可編程的中斷配置、總線喚醒等功能。其支持CAN2.0B協議，提供29位標志符、幾個控制位和32個具有8字節數據的消息郵箱，是一個32位的外設模塊[12]。雖然DSP的內部具有CAN總線通信控制器，但生成的數據不符合標準的CAN總線通信協議，必須要通過驅動芯片驅動CAN總線轉發器才能正常通信。CAN總線通信接口連接設計如圖5所示。CAN總線通信驅動器采用了SN65HVD230芯片，為消除信號反射必需要在總線高低兩端添加120 Ω的電阻。

圖5 CAN總線通信連接Fig.5 CAN communication connection diagram

4 弱信號A/D直接采樣方案軟件設計

磁選態銫原子鐘弱信號采樣系統軟件以CCS7.4軟件作為開發環境。軟件部分主要由數據采樣及處理、CAN總線通信組成。圖6為弱信號采樣程序流程。

圖6 弱信號采樣程序流程Fig.6 Flow chart of weak signal sampling program

A/D轉換模塊將模擬量轉換為數字量通常要經過4個步驟：采樣、保持、量化和編碼[9-11]。銫束管產生弱信號，然后將這些信號送入A/D采集模塊進行模數轉換。ADC采樣軟件設計主要有3部分：ADC工作時鐘設置、ADC初始化設置，ADC工作方式設置。ADC工作前必須要進行時鐘即工作頻率的設置，再對ADC進行初始化，然后設置其工作方式、采樣順序、采樣模式等。采樣一個周期后通過求平均值的方法獲得調制點信號，并加入數字濾波。

由于伺服系統是雙DSP的控制模式，需要對傳輸數據的CAN總線通信模塊進行軟件配置，主要分為3個部分：初始化模塊、郵箱配置模塊和發送模塊。CAN總線模塊初始化過程是為了設置位時間寄存器，以確定調制點信號通信波特率、狀態寄存器以及復位郵箱控制寄存器，在使用CAN總線通信模塊之前必須進行初始化操作。郵箱配置模塊主要是設定郵箱標志，郵箱發送或者接收以及是否產生中斷等。CAN總線發送模塊的設置只需要將經過采樣處理后的弱信號數據寫入郵箱，然后置位相對應的CANTRS位，如果采樣數據成功發送，郵箱的CANTA相應位就會置為1[12]。

5 試驗結果與分析

5.1 測試方案系統

測試系統原理如圖7所示。磁選態銫原子鐘輸出10 MHz頻率信號進入頻穩分析儀，通過和參考鐘(主動氫鐘)輸出的10 MHz參考頻率信號進行對比，對磁選態銫原子鐘的頻率準確度、頻率穩定度等進行測試。頻率穩定度測試采用了VCH-314頻率穩定度測試儀，參考鐘采用了iMaser3000氫鐘[13-15]。

圖7 測試系統原理框圖Fig.7 Block diagram of the test system

5.2 相對頻率偏差對比

相對頻率偏差是磁選態銫原子鐘的重要指標，它是指在實際系統中，磁選態銫原子鐘輸出頻率與參考(氫原子鐘)輸出頻率相對差值。圖8是壓頻轉換法測得1 s采樣相對頻率偏差結果，可以看出偏差在-2.0×10-11～2.0×10-11，圖9是采用基于DSP28335的A/D直接采樣測得相對頻率偏差結果，可以看出偏差在-0.7×10-11～0.7×10-11。由圖9和圖10結果對比可以得出，采用弱信號A/D直接采樣電路可以明顯降低磁選態銫原子鐘相對頻率偏差的偏差范圍，意味著磁選態銫原子鐘頻率波動性小，1 s穩定度會有所改善。

圖8 采用壓頻轉換法的相對頻率偏差Fig.8 Relative frequency deviation using voltage-frequency conversion method

圖9 采用A/D直接采樣法的相對頻率偏差Fig.9 Relative frequency deviation using A/D direct sampling method

5.3 頻率穩定度對比

兩種采樣方法獲得的磁選態銫原子鐘頻率穩定度測試曲線如圖10所示。采用A/D直接采樣測得的1 s的頻率穩定度為2.29×10-12，10 s的頻率穩定度為2.59×10-12。采用壓頻轉換測得的秒穩為8.64×10-12，10 s穩為3.96×10-12。試驗結果表明，在磁選態銫原子鐘長期頻率穩定度主要由其物理部分決定的情況下[16]，采用的基于DSP28335的A/D直接采樣法對磁選態銫原子鐘1～1 000 s內的短期頻率穩定度較壓頻轉換法有所改善，尤其是秒穩有著顯著提升。

圖10 兩種采樣法的頻率穩定度結果對比Fig.10 Comparison of frequency stability results of the two sampling methods

6 結論

本文利用DSP28335芯片設計了一種對于磁選態銫原子鐘弱信號的A/D直接采樣電路，通過試驗對比了該方法和現有壓頻轉換法對于被測磁選態銫原子鐘相對頻率偏差和頻率穩定度的影響。試驗結果表明，本文所設計的基于DSP28335芯片的A/D直接采樣電路對弱信號進行采樣、上報、處理的速度更快，準確度更高；同時由于銫束管輸出的弱信號波動幅值較大，采用A/D直接采樣多次平均后取得了良好的效果，最終有效減小了磁選態銫原子鐘的相對頻率偏差范圍，提升了短期頻率穩定度指標，并為實現磁選態銫原子鐘完全國產化奠定了一定基礎。