基于SHEPWM的軌道交通直線電機脈寬控制系統

袁 暢，屈 斌，杜 陽，王圣斌

（1.中車永濟電機有限公司，陜西西安 710016；2.永濟優耐特絕緣材料有限責任公司，山西永濟 044502）

當前軌道交通中的牽引電機主要有旋轉電機和直線電機兩種，直線電機驅動方式在軌道交通領域的應用與旋轉電機驅動方式相比，具有明顯的優勢[1]。直流電機具有良好的啟動性能，可以在較大范圍內實現轉速的平穩調節[2]。該電機超負荷能力強，熱制動力矩大，適合于高起動、高調速的生產機械，應用廣泛[3]。

直線電機的繞組和永磁體分別固定于常規軌道交通中的一次電機和二次電機，將永磁體或繞組敷設在軌道上，會大大增加工程成本，而且維護難度大，已成為一個迫切需要解決的技術問題[4-5]。

變頻器驅動直流傳動系統中的噪聲問題一直是困擾人們的難題，其噪聲主要由于逆變器所采用的脈寬調制方法所致[6-8]。普通PWM 方法中，逆變器的電源開關是通過“確定”來切換的，該方法在抑制電壓波形中低次諧波的同時，還可使高次諧波產生較大的振幅。因此，提出了基于SHEPWM的軌道交通直線電機脈寬控制系統。實驗結果表明，該控制策略能有效地抑制諧波，并能滿足系統要求。

1 系統硬件結構設計

采用SHEPWM 技術，控制直線電機脈寬，從而產生控制脈寬信號來驅動電機[9-10]。選擇的單片機為AT89C51，系統硬件結構如圖1 所示。

圖1 系統硬件結構

采用傳感器和單片機計數器進行速度測量，產生相應的脈沖信號。通過具有自身特點的電子裝置，可以很容易地將電機的每一個脈沖信號安全發送給主單片機計數器[11-13]。

采用SHEPWM 方法計算速度偏差，并將速度偏差傳送到單片機上用來產生脈沖寬度，然后放大驅動電路，使電機得到足夠的功率，從而有利于改變控制方式。AT89C51 擁有4 kbit的閃存。該裝置采用ATMEL 高密度、非易失性存儲器制造技術，與MCS-51 標準指令集及輸出管相兼容[14]。定時器控制寄存器TCON 可進行尋址，定時器控制寄存器TMOD 不可進行尋址，串行控制寄存器SCON 可進行尋址。可以將AT89C51 調整到0 Hz 靜態邏輯操作，并支持兩種可選的節能運行模式[15]。

1.1 驅動電路

驅動器將驅動信號提供給后級負載，在集成電路驅動模塊L298 上驅動電機運行[16]。該電路主要是由4 個相脈沖分配器組成的，能夠接收到標準的邏輯電平信號。該電路承受50 V 電壓和2.5 A 相電流，還能驅動一個感應負載，采用L298 電機驅動芯片驅動直流電機。驅動電路如圖2 所示。

圖2 驅動電路

由圖2 可知，將控制電路輸出的PWM 脈沖放大到足以驅動晶體管開關運行，驅動器的功能是控制電路輸出PWM脈沖，放大驅動晶體管開關電源。

采用脈沖變壓器實現電磁隔離的電路簡單、可靠，但它的脈沖寬度受到一定限制。磁飽和效應使原線圈電流在脈沖寬度過大時突然增加；如果脈沖寬度過小，用于驅動閉門器的能量可能不足。光學隔離通過光耦將控制信號與驅動回路隔離開來，采用小阻抗輸出電路解決門機的低阻抗問題。但這種光耦的響應速度慢，開關延遲時間長，限制了其自適應頻率。

1.2 脈寬測量裝置

脈寬測量裝置最關鍵的部分是保證發送給每個計數器的時鐘的相對延遲精度，即保證兩個計數器之間的相位差。

原時鐘頻率一般較高，周期在10～20 ns，時鐘延遲時間僅為幾納秒，采用普通延遲線芯片，不能滿足精度要求；同時，為避免電路中芯片間傳輸延時的影響，保證測試系統的準確性、穩定性和靈活性，這種測量方法是用現場可編程門陣列實現的，脈寬測量裝置結構如圖3 所示。

圖3 脈寬測量裝置結構

通過移相計數模塊獲得由晶體振蕩器產生的原始輸入時鐘，從而測量脈沖寬度。為加快數據處理速度，測量結果被發送到FIFO 緩沖器。通過PCI 總線協調各個模塊間的通信，實現了軌道交通直線電機脈寬控制。

2 系統軟件部分設計

2.1 主CPU程序設計

電機脈寬控制系統主CPU 程序設計流程如圖4所示。

圖4 主CPU程序設計流程

該流程詳細步驟如下：啟動主程序，設置中斷入口地址，確定棧指針，清空內存，初始化內存，開啟定時器/計數器，等待出現一個需要確認的標志后，同時按下采樣按鈕，直到定時中斷，自動啟動跟蹤控制，把脈寬波控制數據從CPU 傳送到控制器。根據中斷源的中斷優先級進行初始化，同時進入中斷入口，根據命令執行服務程序，返回中斷項，由此完成主CPU程序運作。

2.2 基于SHEPWM的脈寬控制方案設計

通過構造脈寬測量裝置，實現了矢量控制。雙PI 電流環可在非方波模式下同時控制電壓矢量分配和角度分布。

在方波模式下，電壓矢量分布固定，直流電壓利用率最高；在此情況下，雙PI 電流控制器已經無法保證AC 和DC 軸的電流跟蹤，所以需要引入其他控制策略。在采用非方波模式前，采用雙PI 控制策略對DC 軸電流進行控制，以實現對電機轉矩的控制。使用PWM 不對稱規則采樣方式，控制軌道交通直線電機脈寬。

2.2.1 電壓矢量角推導

對于矢量控制系統，電壓向量空間位置角是在極坐標下得到的電壓變換，而脈寬波形則產生三相電壓，因此空間電壓向量的位置必須轉換為三相電壓量，這種組合向量的三相電壓是一致的命令值電壓向量，對于三相電壓的時域角和電壓矢量的空間位置角之間關系的分析步驟如下：

先確定電壓矢量，計算公式為：

式（1）中，θ表示電壓向量空間位置角；±表示電機正反轉；λ表示旋轉參數；U0表示初始電壓。

在SHEPWM 模式下，確定電壓矢量后，可得到軌道交通直線電機基頻電壓，該電壓為調制深度表征的電壓幅值，通過調節該電壓可確定電壓矢量賦值。

2.2.2 SHEPWM脈寬動態控制

因為SHEPWM 開關角是離線計算的，所以需要用脈寬管腳來實現PWM 波發送。為保證波形精度，設置了50 s的高速斷口，并分析了斷口電壓矢量角，將該電壓矢量角加工成波角。SHEPWM 僅在一個電周期檢查表上進行一次，檢測此波角與當前SHEPWM開關角，使軌道交通直線電機的脈寬值相應升高或降低，從而保證消除諧振效應。設置中斷間隔來實現脈寬控制，在這種情況下，高速中斷被嵌套，其優先級高于主中斷。

采用SHEPWM 調制諧波電壓如式（2）所示：

式（2）中，fn表示諧波幅值；n表示初相；ω表示旋轉角度；t表示時間。

在計算SHEPWM 開關角時，應保證開關角的基波電壓相位一致，但諧波幅值在不同開關角下符號不一致。當切換不同開關角時，電壓諧波相位與實際電壓相位正好相反，如表1 所示。

表1 各個SHEPWM下諧波幅值的正負

從表1 可知，在鄰接SHEPWM 模式下，低諧波信號顯示的是相反信號，也就是鄰接SHEPWM 切換時，出現電壓諧波突變階段，因此，當開關點不合適的諧波電壓過零時，可以看到諧波電流峰的突變。如果選擇諧波電流過零點，諧波電流和正常波電流不會產生很大的電流波動。與此同時，由于電機轉速波動，為了保證不同PWM 策略間的平穩切換，需要在電機開關點設置滯環。

3 實驗研究

選定額定電壓為+12 V的電機，以此作為基于SHEPWM的軌道交通直線電機脈寬控制系統設計合理性實驗研究的主要設備，電機轉速如表2 所示。

表2 電機轉速

由表2可看出，電機轉速隨著電壓的增加變大，其可以自動調整速度，能夠達到控制電機轉速的目的。

3.1 電機定子電流仿真波形實驗研究

電機定子電流仿真波形如圖5 所示。

圖5 電機定子電流仿真波形

隨著時間增加，電機定子電流也產生周期性變化，當時間分別為0.62 s 和0.66 s 時，電流達到最大值，最大值為1.4 A。

分別使用繞組與永磁體固定方法W1、PWM 方法W2、基于SHEPWM 方法W3 設計的脈寬控制系統控制電機定子電流，其波形如圖6 所示。

由圖6 可知，使用繞組與永磁體固定方法W1 雖然比原始定子電流仿真波形要平滑，可抑制諧波，但同時電流控制精準度也變低，最高電流為1.0 A；使用PWM 方法W2 不僅沒有消除諧波，而且電流也與原始電流不一致，最高電流為1.3 A；使用基于SHEPWM 方法W3 與原始電流大小一致，但比原始電流仿真波形要平滑，能有效抑制諧波，電流波形得到明顯改善。

圖6 不同方法控制電機定子電流仿真波形

3.2 脈動轉矩仿真波形實驗研究

脈動轉矩仿真波形如圖7 所示。

圖7 脈動轉矩仿真波形

由圖7 可知，在相同時間下，脈動轉矩基頻變化不具有規律性，但基頻變化范圍為-0.1～0.1 N·m，說明受到一定的諧波影響。基于此，分別使用繞組與永磁體固定方法W1、PWM 方法W2、基于SHEPWM方法W3 設計的脈寬控制系統控制脈動轉矩基頻，其波形如圖8 所示。

圖8 不同方法控制脈動轉矩基頻仿真波形

由圖8 可知，使用基于SHEPWM 方法W3的脈動轉矩基頻變化具有規律性，在-0.1～0.1 N·m 范圍內變化，說明受到諧波影響較小；使用繞組與永磁體固定方法W1 和PWM 方法W2 受到諧波影響較大，其中繞組與永磁體固定方法基頻變化超過了原始限值，而W2 方法雖然變化幅度較小，但個別變化幅度也超過了限值。

通過上述分析可知，使用基于SHEPWM 方法能夠有效抑制諧波，有效控制電機脈寬。

4 結束語

采用SHEPWM 技術，提高了軌道交通直線電機的性能，改善了電機的脈寬控制。仿真實驗結果表明，該系統既能有效地控制電機脈寬，又能很好地抑制諧波。