三開關雙Boost高增益DC/DC變換器研究

劉鄭心，杜玖玉，于渤洋

(1.清華大學汽車安全與節能國家重點實驗室，北京 100084；2.哈爾濱理工大學電氣與電子工程學院，黑龍江哈爾濱 150080)

在燃料電池以及光伏發電系統等應用場合，需要高升壓比、高效率、抗干擾性強、高功率密度的DC/DC 變換器，將燃料電池和光伏組件的低壓輸出提升到較高水平，保證高壓直流母線端的穩定[1]。

隔離型DC/DC 變換器可以通過改變變壓器的匝數比來獲得很高的電壓增益，但是在變換器工作模態切換時，變壓器的漏感會使器件上產生較大的電壓尖峰。采用緩沖電路可以解決器件電壓尖峰的問題，但是會增加變換器的復雜程度，降低效率。傳統的非隔離Boost 變換器由于其本身寄生參數和極限占空比的限制，難以滿足高電壓增益的要求[2]。為了滿足非隔離DC/DC 變換器對高電壓增益的要求，已有的研究大部分通過采用開關電容、Z 源、準Z 源、多電平等結構來解決該問題。

Axelrod B 等[3-4]在傳統斬波電路的基礎上引入了開關電容或改進開關電容結構，可以有效地提高電壓增益。Banaei M R等[5]將Sepic 電路與開關電容相結合，得到的變換器具有連續輸入電流和高電壓增益。雖然這種拓撲解決了開關電容常見的非共地問題，但輸出側器件的電壓應力較高，需要更多的電感，變換器體積較大。開關電容結構可以使電壓增益大幅提高，但輸入輸出端不共地，或者使用的器件較多，導致變換器體積增大是制約其應用的主要因素。Zhang G等[6]提出了一種Z 源網絡串聯結構的變換器，具有高電壓增益、寬輸入電壓范圍和低電壓應力的優勢。然而，電路中采用了過多的電感和半導體器件，增加了變換器的成本和體積。Nguyen M[7]和Prasana R J 等[8]提出的基于Z 源結構的變換器同樣是非共地連接，且輸入輸出端存在高頻脈動電壓。Z 源結構可以獲得很高的電壓增益，但是Z 源結構的輸入電流通常是斷續的，并且其輸入輸出端也是非共地，會引起不必要的電磁干擾。為了解決Z 源變換器輸入輸出不共地的問題，將Z 源結構進行變換得到準Z 源結構。準Z 源結構與Z 源結構的電壓增益相同且電壓應力低，在非極限占空比條件下可以得到很高的電壓增益。為了進一步降低器件的電壓應力，Bi H 等[9]將三電平結構引入到DC/DC 變換器中，改善了器件電壓應力高的問題。Jin K 等[10]所提出三電平變換器開關管上的電壓應力為高壓輸出側的一半，便于實際應用中的器件選型。三電平結構能夠改善變換器應力問題，提升變換器的可靠性，但是器件個數多、控制方式復雜是其需要解決的問題。

綜上所述，已有的開關電容、Z 源/準Z 源和多電平等方案在器件個數、器件應力、電磁兼容和功率密度等方面均存在需要解決的問題。為此，本文提出了一種三開關雙Boost 型DC/DC 變換器拓撲結構，該變換器具有器件個數少、工作原理簡單、升壓比高、控制簡單及效率高等優點。本文在該拓撲結構的基礎上，設計了雙閉環控制器，并與Boost 變換器開展一系列對比實驗，驗證所提拓撲結構在升壓比、效率以及控制魯棒性等方面的優勢，為高增益DC/DC 變換器的設計與優化提供一定的參考依據。

1 拓撲結構及工作原理

本文提出的三開關雙Boost DC/DC 變換器由三個功率開關管S1、S2、S3，兩個儲能電感L1、L2，兩個二極管D1、D2及一個輸出電容C1組成，拓撲結構如圖1 所示。該新型變換器的功率開關管S1、S3同時開通關斷，S2與S1、S3互補導通。

圖1 新型變換器的拓撲結構

假設圖1 中各個器件為理想元件，各個電感及開關管參數相同，開關管S1、S3在導通(ON)和關斷(OFF)時對應不同狀態。

當開關管S1、S3導通，開關管S2關斷時，電路的工作原理如圖2 所示。

圖2 開關管S1導通時的工作原理圖

此模態下，電路中共有三條回路，輸入電源Uin分別通過開關管S1、S3為電感L1、L2充電，電感L1和L2承受相同的電壓，電感電流以相同的斜率上升，二極管D2承受反向電壓截止，輸出電容C1向負載提供能量。開關管S1、S3導通時間為D×TS，其中D為開關管S1的脈沖占空比。此時設電感L1的電流為IL。

當開關管S1、S3關斷，開關管S2導通時，電路的工作原理如圖3 所示。

圖3 開關管S1關斷時的工作原理圖

此模態下，二極管D1承受反向電壓而截止，電感L1、L2充電結束，與輸入電源Uin串聯向負載提供能量，并向輸出電容C1充電。由于電感電流不能突變，當開關狀態切換為此模態時，電感L1和L2上的電流以相同的速率減小。

對電感L1、L2使用電壓秒平衡法則可以得到所提變換器的電壓增益，如公式(1)所示：

經過計算，得到所提三開關雙Boost 型DC/DC 變換器升壓比與MOSFET 占空比的關系，如圖4 所示。

圖4 變換器升壓比與MOSFET占空比的關系

2 動態建模及參數計算

2.1 動態建模

為了滿足所提三開關雙Boost 高增益DC/DC 變換器工作的動態性能，對該變換器進行小信號建模并設計雙閉環PI 控制器。

以L1為例，在一個PWM 周期內，當開關管S1、S3導通，開關管S2關斷時，電感L1兩端電壓為輸入電壓Uin，電感電流線性增加，電容C1電壓有所下降，根據狀態空間平均法可以得到此階段的狀態方程為：

同理，當開關管S1、S3關斷，開關管S2導通時，電感L1與輸入電源Uin串聯向負載端供電，電感L1的電流IL1線性下降，電容C1由于得到了能量補充，其電壓上升，根據狀態空間平均法可以得到此階段的狀態方程為：

根據式(2)和式(3)可得平均狀態空間方程為：

控制函數GC1(s)、GC2(s)采用PI 控制，設定參考電壓Uref，將輸出的電壓值UC1與參考電壓比較得到誤差信號e1，并送到PI 控制器GC1(s)中，得到參考電流I'L1，與實際電感電流比較得到誤差信號e2，再通過PI 控制器GC2(s)得到調整后的占空比D，經過傳遞函數(s)得到調整后的輸出電壓值。其雙閉環PI 控制系統框圖如圖5 所示。

圖5 雙閉環PI控制器

2.2 電感電容參數計算

為了驗證所提三開關雙Boost 型DC/DC 變換器的有效性，需要搭建實驗樣機，其中功率模塊參數設計為：輸入電壓20 V，額定輸出電壓100 V，額定輸出功率100 W，開關頻率20 kHz。

電感L1和L2的計算公式為：

式中：ΔIin為輸入電流波動，此處取平均電流的20%，經過計算，選取兩個電感值為0.35 mH、最大導通電流為10 A 的自制電感。

輸出電容的計算公式為：

式中：ΔU為輸出電壓波動，取平均輸出電壓的1%。

將變換器相應指標帶入式(13)，經過計算并考慮裕量，選取電容值為47 μF、耐壓值為400 V 的電解電容作為輸出電容。

3 實驗驗證

3.1 實驗平臺搭建

本文搭建的實驗測試平臺如圖6 所示，實驗平臺包括：可調直流電源、示波器、電子負載、DSP28335 控制器及設計的功率模塊樣機。

圖6 三開關雙Boost型DC/DC變換器實驗平臺

在所搭建的實驗平臺上，首先對各功能模塊進行測試，在系統開環狀態下測試了升壓比，并與Boost 電路進行了對比分析。然后完成了DC/DC 變換器在閉環控制的調試，最后測試改變負載與改變輸出電壓等不同情況下的效率。其中效率的測試是通過采集DC/DC 變換器輸入輸出的電壓和電流參數計算得到。

3.2 實驗結果及分析

為了驗證本文所提變換器在升壓比方面的優勢，分別對該變換器及傳統Boost 變換器的實際升壓比進行開環測試，比較結果如圖7 所示。

圖7 實際升壓比的比較曲線

從圖7 中可以看出，傳統Boost 變換器在占空比為0.2 時，實際升壓比為1.2 倍，在占空比為0.8 時，實際升壓比為3.5倍。而本文所提三開關雙Boost 型DC/DC 變換器在占空比為0.2 時，實際升壓比為1.5 倍，在占空比為0.8 時，實際升壓比為8.2 倍。隨著占空比的增大，兩種變換器實際升壓比的差距逐漸增大。

為了比較本文所提新型變換器與Boost 變換器在效率上的優勢，進行了兩種拓撲結構的效率比較測試。兩種變換器均設定輸入電壓為20 V，開關頻率為20 kHz，負載為100 Ω，輸出電壓在30～100 V 之間變化，比較結果如圖8 所示。

圖8 不同輸出電壓條件下兩種升壓變換器的效率對比

由圖8 可知，當負載為100 Ω，在開關頻率確定的情況下，傳統Boost 變換器在輸出電壓為30 V 時效率最高，可達到92.8%，而在輸出電壓為85 V 時效率最低，僅為65.1%。在相同條件下，新型變換器在輸出電壓為30 V 時效率最高，能夠達到95.18%；在輸出電壓為100 V 時效率最低，但也可達到92%，相較于傳統Boost 變換器具有明顯的優勢。

為了比較負載變化時變換器效率的變化情況，設定輸入電壓20 V，輸出電壓60 V，在開關頻率為20 kHz，負載在50～100 Ω 之間變化的條件，分別對所提新型變換器和傳統Boost變換器進行效率測試，比較結果如圖9 所示。

圖9 負載變化條件下兩種升壓變換器的效率對比

由圖9 可以看出，當輸出電壓為60 V，開關頻率恒定的情況下，傳統Boost 變換器在負載為50 Ω 時效率最低，僅為80%，在負載為100 Ω 時效率最高，也只達到84.9%。相同條件下，新型變換器最低效率可達到91.42%，最高效率更可達到94.6%，遠高于傳統Boost 變換器，且在測試范圍內效率變化范圍小，更穩定。

為了驗證新型變換器的閉環控制效果，本文設定DC/DC變換器輸入電壓為20 V，輸出電壓為60 V，負載為100 Ω，當系統穩定后負載切換到60 Ω，可得到如圖10 所示的結果。

圖10 負載擾動時的輸出電壓波形

由圖10 可知，當負載由100 Ω 切換為60 Ω 的瞬間，輸出電流增大，而在雙閉環PI 控制器控制下的DC/DC 變換器輸出電壓基本無波動，證明了該變換器在雙閉環PI 控制下具有良好的魯棒性。

4 結論

在面向燃料電池系統、光伏等高升壓比和寬輸入電壓范圍等應用場合，本文提出了一種三開關雙Boost 高增益DC/DC 升壓變換器，在對DC/DC 變換器工作原理進行分析的基礎上，設計了電壓電流雙閉環控制器，并搭建了實驗樣機，開展了與傳統Boost變換器的比較研究。主要結論如下：

(1)所提出的三開關雙Boost 高增益DC/DC 變換器具有器件個數少、工作原理簡單、高升壓比等優點，適用于燃料電池、光伏發電系統及電動汽車高電壓等級充電系統等應用場合。

(2)通過對三開關雙Boost高增益DC/DC 變換器實驗樣機的搭建，與傳統Boost 變換器的比較研究可以得出：在實際升壓比、不同條件下的系統效率方面，相較于傳統Boost 變換器，新型三開關高增益DC/DC 變換器具有明顯的優勢。

(3)所提新型三開關雙Boost 高增益DC/DC 變換器在雙閉環PI 控制條件下，可以實現控制系統較好的魯棒性，具體表現為在輸出負載突變時能夠更快地恢復穩定，因此非常適合負載頻繁變化的應用場合。