HPLC&RF雙模系統中無線通信的導頻設計*

張春玲,王 丹,趙訓威

(國網信息通信產業集團有限公司信通研究院，北京 100052)

0 引 言

高速電力線載波通信(High-speed Power Line carrier Communication,HPLC)是在低壓電力線上進行數據傳輸的寬帶電力線載波技術，具有速率高、實時性強、抗干擾能力強、傳輸可靠性高、可實現芯片互聯互通的特點，能夠滿足現階段用電信息采集的需求，正在得到越來越廣泛的應用。但是隨著用電系統的不斷發展，電力電子器件和變頻設備得到廣泛應用，電網電磁環境變得越來越復雜，造成了惡劣的電力線載波通信環境[1]。惡劣的通信環境帶來了組網的孤島/孤點問題。除此之外，HPLC還面臨著停電事件上報成功率低、單跳通信距離短等問題。無線(Radio Frequency,RF)通信可以避開電力線環境中的干擾和噪聲，解決組網孤島/孤點、停電事件上報成功率低、單跳通信距離短等問題，從而成為了HPLC的有效補充。但是無線通信又容易受到周圍環境影響，尤其是在建筑樓宇內，無線信號會有盲區。HPLC與RF的融合，即HPLC&RF雙模系統，將大大拓展HPLC的應用發展空間，在滿足電網抄表應用需求的前提下，又可滿足智能電網的各種擴展應用，同時還可以為智能家居應用提供高速可靠的解決方案。

雙模系統中的無線通信(簡稱雙模無線)物理層采用正交頻分復用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing,OFDM)技術，并定義了長訓練序列(Long Training Field,LTF)和導頻以輔助信道估計。信道估計的性能對于OFDM系統至關重要[2]，而導頻圖案的設計直接影響信道估計的方法和性能。根據系統應用的典型信道環境來設計導頻圖案，在保證信道相關性的前提下，用盡可能小的導頻開銷獲得最佳的信道估計性能。雙模無線系統有9種典型信道，這9種信道隨時間變化緩慢，在時間間隔為50個OFDM符號時，信道的時域相關性仍均大于0.95。但部分信道的頻率選擇性較為明顯，例如惡劣城市1信道下，當頻率間隔為10個子載波時，其頻域相關性已小于0.5。原導頻方案中，導頻的平均時域間隔為3個OFDM符號，頻域間隔為4個子載波[3]。這樣的導頻圖案在進行二維維納濾波信道估計時，盡管時域性能較好，但在頻域能夠參與濾波的子載波數少，導致其性能不佳。

本文提出一種新的導頻方案，該方案增加了頻域導頻密度，以更好地適應頻率選擇性高的信道；同時基于所有典型信道均隨時間緩慢變化的特點，降低了時域導頻密度；另外，重新設計了導頻的時頻位置，以進一步降低信道估計的復雜度。新導頻方案在總體導頻開銷下降一半的情況下，采用簡單的信道估計算法就能夠獲得更優的信道估計性能。仿真結果表明，新的導頻方案在導頻開銷下降一半的情況下，誤塊率(Block Error Rate,BLER)為1%對應的信噪比(Signal-to-Noise Ratio,SNR)性能比原導頻方案更優。

1 系統模型

雙模無線系統的物理層幀結構如圖1所示[3]，每幀發送的信號包括同步頭和物理層載荷，其中同步頭包括短訓練序列(Short Training Field,STF)和長訓練序列LTF，STF和LTF均為已知序列，STF占用4個OFDM符號，LTF占用2個OFDM符號。物理層載荷包括物理層頭(Physical Header,PHR)和載荷數據(Physical Service Data Unit,PSDU)，PHR承載用于PSDU解調的控制信息。PHR的OFDM符號數與調制編碼方式(Modulation and Coding Scheme,MCS)相關，PSDU的OFDM符號數與載荷數據大小、MCS等相關。另外，雙模無線系統定義了多組頻域導頻圖案，物理層幀在LTF之后，所有物理層載荷OFDM符號，包括PHR和PSDU，每個符號依次循環使用一組導頻。

圖1 物理層幀結構

雙模無線系統支持Option 1、Option 2和Option 3三種物理層模式，對應的系統參數如表1所示。

表1 雙模無線的系統參數

雙模無線系統的發射和接收流程如圖2所示。

圖2 雙模無線整體架構框圖

在發射端，將PHR信息進行Turbo編碼、打孔、交織、分集拷貝處理，將PSDU信息進行加擾、Turbo編碼、打孔、交織、分集拷貝處理，最終將經過處理的PHR、PSDU進行星座點映射、加導頻載波后，經過快速傅里葉逆變換(Inverse Fast Fourier Transform，IFFT) 完成頻域到時域的變換。在時域，加入STF和LTF，加循環前綴，然后進行加窗、數模轉換、上變頻、功放，最后通過天線發射出去。

在接收端，接收數據經過低噪放、下變頻、濾波得到基帶數據，完成同步，進行FFT變換得到頻域數據，使用頻域數據(訓練序列、導頻)進行信道估計和頻偏估計，然后進行解調，PHR和PSDU經過分集合并、解交織、解打孔、Turbo譯碼，PSDU還需要解擾，最終得到對應信息。

2 原導頻方案

物理層模式Option 1和Option 2分別定義了7組頻域導頻圖案Pilot Set 1，Pilot Set 2，…，Pilot Set 7，其頻域載波索引見表2和表3。Option 3定義了3組頻域導頻圖案Pilot Set 1，Pilot Set 2，Pilot Set 3，其頻域載波索引見表4。物理層幀在LTF之后，所有物理層載荷OFDM符號，包括PHR和PSDU，每個符號依次使用一組導頻。

表2 Option 1的導頻組

表3 Option 2的導頻組

表4 Option 3的導頻組

以Option 3為例，當物理層載荷OFDM符號數為12時，最終的導頻圖案如圖3所示。從圖中可以看出，導頻的時域間隔為3個OFDM符號，頻域平均間隔為4個子載波。

圖3 原導頻圖案(Option 3)

3 新導頻方案

雙模無線系統的應用環境對應9種典型無線信道[3],圖4為9種典型信道的時域相關性。從圖中可以看出，無線信道隨時間變化非常緩慢，雖然“農村2”“惡劣城市1”“山區2”信道隨時間變化相對較快，但即使是這些信道，在間隔為50個OFDM符號時信道的時域相關性仍大于0.95。

圖4 典型信道的時域相關性

圖5為9種典型信道的頻域相關性，從圖中可以看出，與時間選擇性相比，信道的頻率選擇性相對明顯。例如信道“惡劣城市1”，在該信道下，當間隔為10個子載波時信道的頻域相關性已經小于0.5。

圖5 典型信道的頻域相關性

考慮到雙模無線系統的典型應用環境，設計導頻圖案時，在保證信道相關性的前提下應盡量減小導頻開銷，以提高頻譜利用率。原導頻方案的時域密度過大，而頻域密度不足，因此設計新導頻圖案如下：假設物理層載荷OFDM符號數為N，其索引依次為1，2，…，N。當OFDM符號索引n滿足mod(n,Tp)=0時，該OFDM符號上的所有偶數有效子載波均為導頻子載波，其中Tp=14。從圖4可以看出，間隔為14個OFDM符號時，信道的時域相關性大于0.95，能夠滿足導頻設計的時域相關性要求，且能夠容許殘留頻偏±2×10-5。從圖5中可以看出，導頻的頻域間隔為2個載波時，信道的頻域相關性均大于0.95，可以滿足導頻設計的頻域相關性要求。

以Option 3為例，新導頻圖案如圖6所示。

圖6 新的導頻圖案

導頻數據由初始值全是1的偽隨機序列產生，每次生成的比特數為一個OFDM符號的1/2有效子載波數，偽隨機序列每幀初始化一次，其生成多項式為S(x)=x10+x3+1。導頻子載波統一采用二進制相移鍵控(Binary Phase Shift Keying，QPSK)調制。

在新導頻圖案中，物理層載荷每隔14個OFDM符號有1個OFDM符號上承載導頻，該符號的所有偶數有效子載波均為導頻子載波，因此導頻密度為1/28。而在原導頻圖案中，每個物理層載荷OFDM符號中均有導頻子載波，對于Option 1，每104個有效子載波中有8個導頻子載波，因此導頻密度為8/104；對于Option 2，每52個有效子載波中有4個導頻子載波，因此導頻密度為4/52；對于Option 3，每20個有效子載波中有2個有效子載波，因此導頻密度為2/20。新舊導頻圖案的導頻密度對比如表 5所示，可以看出，不同物理層模式下，新導頻圖案的導頻密度均約為原導頻方案的1/2。導頻密度小，意味著導頻開銷少，進而有更多的資源元素(1個資源元素時域對應1個OFDM符號，頻域對應1個子載波)可以用作數據傳輸，頻譜利用率更高。

表5 導頻密度

4 新導頻方案下的信道估計方法

在新導頻圖案下，采用LTF和導頻聯合進行DFT信道估計[4-7]。

雙模無線系統為單發單收系統，頻域接收信號可建模為

y=hx+n。

(1)

式中：y為頻域接收信號，x為LTF或導頻的頻域發射符號，E|x|2=1,h為頻域信道，n是均值為零，方差為σ2的噪聲。

Step1 利用最小二乘(Least Square,LS)算法獲得LTF和導頻位置處的信道估計值：

(2)

Step2 LTF時域上占用2個連續的OFDM符號，頻域上占用所有有效子載波，因此可將2個LTF OFDM符號的LS信道估計值累加平均，作為第2個LTF OFDM符號的LS信道估計值。

接下來僅利用第2個LTF OFDM符號和導頻 OFDM符號中的LS信道估計值，如圖7所示，進行后續的信道估計處理。圖7中第1個符號為LTF OFDM符號。

圖7 LS信道估計圖案

該信道估計方法不需要估計信道的特征參數，例如多普勒頻移、時延擴展等，也不需要矩陣求逆或事先存儲濾波器系數，計算量小，對硬件的要求不高，易于實現。

5 性能仿真

仿真采用9種典型信道：加性高斯白噪聲(Additive White Gaussian Noise,AWGN)、農村1、農村2、典型城市1、典型城市2、惡劣城市1、惡劣城市2、山區1、山區2。固定PSDU物理塊長為260，Option 1、2和3分別采用MCS等級MCS0(BPSK)、MCS1(BPSK)和MCS2(QPSK)，此時總的物理層載荷符號數分別為193、200、280。PHR和PSDU的信道編碼為Turbo編碼。原導頻方案采用的信道估計方法為時域線性插值、頻域維納濾波[7]。仿真時長為10 000幀。仿真結果分別如表6～8所示。

表6 各信道下BLER=1%的SNR(Option 1)

表7 各信道下BLER=1%的SNR(Option 2)

表8 各信道下BLER=1%的SNR(Option 3)

從表6～8中的數據可以看出，誤塊率BLER=1%時，新導頻方案的SNR值更低,性能增益主要來自于新導頻方案的頻域導頻密度更大。與原導頻方案相比，新導頻方案的頻域導頻密度增加了一倍，這非常有利于頻率選擇性明顯信道，例如惡城1、山區2。但是從表6～8中也可以看出，對于頻率選擇性不明顯的信道，新導頻方案同樣有性能增益，這主要是因為基于原導頻方案在進行頻域維納濾波時，由于沒有進行信道類型的判斷，因此僅利用了左右各4個導頻載波(相鄰導頻間隔為4個載波)進行維納濾波，而實際上，如果能夠判斷信道類型，對于這些頻率選擇性不明顯的信道，可以采用更多的導頻載波頻域維納濾波，以獲得更優的性能。

6 結 論

本文針對HPLC&RF雙模系統中的無線OFDM通信，根據其應用的典型信道環境，提出了一種新的導頻設計方案。與原導頻方案相比，該方案的導頻開銷降低為原來的1/2，但性能比原方案更優，可以更好地滿足HPLC&RF雙模系統在電力物聯網中的推廣和應用需求。