模塊化多電平換流閥新型運行試驗拓撲及其控制方法

殷冠賢， 朱銘煉， 謝曄源， 姚宏洋， 田杰

(南京南瑞繼保電氣有限公司，江蘇 南京 211102)

0 引言

模塊化多電平換流器(modular multilevel converter，MMC)具有有功和無功解耦控制、模塊化設計、控制靈活、諧波小等特點[1—5]，能較好地改善電能的傳輸質量，在高壓柔性直流輸電領域得到廣泛應用[6—7]。

目前，國內建設的柔性直流輸電工程的MMC換流閥普遍具有高電壓、大電流等特點[8—11]。MMC換流閥穩態運行時，通過橋臂的電壓和電流都是直流量和交流量相互疊加[12—15]。因此，亟需開展檢測換流閥應力及其運行可靠性的試驗方法及裝置研究。

IEC 62501[16]給出了試驗對象和試驗參數的要求，但是并未規定具體的試驗拓撲。文獻[17]提出小型化背靠背換流站等效試驗方法，需要的子模塊數量較多，增大了試驗風險，且受到試驗場地電源容量的限制。文獻[18]和文獻[19]分別提出2種子模塊測試系統，但每次僅能測試1個子模塊，試驗效率不高。文獻[20]提出一種MMC閥段對推試驗拓撲或試驗方法，采用了交流電壓直接給定的控制方法，但是存在回路中電流的交流分量和直流分量難以解耦等問題，同時難以滿足分別精確控制試驗電流中直流分量和交流分量的需求。文獻[21]提出一種H橋型MMC閥運行試驗拓撲，需要4個橋臂電抗和1個負載電抗，還要提供高壓直流補能電源，對于每橋臂包含12個模塊、子模塊電壓2.4 kV的試驗系統，直流補能電源輸出的直流電壓甚至高達28.8 kV。面對現今高壓大容量柔性直流換流閥子模塊電壓可以達到3 kV以上的情況，需要直流補能電源輸出的直流電壓更高。

文中提出一種模塊化多電平換流閥新型運行試驗拓撲及其控制方法，直流補能電源只要輸出1個子模塊的電壓即可，相比文獻[21]的試驗電路，電源輸出電壓無需隨著電平數的增加而增加，并且電路只需要2個負載電抗。通過分析試驗電路的運行機理，可以將控制對象的電壓和電流參量由原來的交直流參量實時轉化為純交流參量，相比文獻[20]的試驗電路，無需提取直流量，簡化了試驗電路的控制。最后搭建了仿真模型進行驗證，結果表明，提出的模塊化多電平換流閥新型運行試驗拓撲及其控制策略具有正確性和有效性。

1 MMC換流閥典型工況特性分析

MMC換流閥采用三相對稱結構，共包含6個由若干個子模塊組成的橋臂，上下橋臂通過電抗器連接，如圖1所示。

圖1 MMC拓撲Fig.1 Topology of MMC

國內柔性直流工程MMC換流閥基本采用最近電平調制 (nearest level modulation，NLM)，為了維持直流電壓的穩定，MMC換流閥的3個相單元各自投入的模塊數相等且為相單元模塊總數2n的一半。上下橋臂端間電壓的直流偏置電壓為直流母線Udc的一半，且交流分量相位相反，三相具有對稱性，以a相為例，上、下橋臂端間電壓為：

(1)

式中：Udc為直流電壓；uva為閥側a相交流電壓；upa為a相上橋臂電壓；una為a相下橋臂電壓。

在實際工程中，MMC運行時會投入內部環流抑制控制，理想情況下，直流側電流平均分布至3個相單元，交流側的每相電流均分至上、下橋臂，a相上、下橋臂的電流分別為：

(2)

式中：Idc為直流電流；iva為閥側a相交流電流；ipa為a相上橋臂電流；ina為a相下橋臂電流。

理想情況下所有子模塊的電壓都是穩定的，但是電流通過橋臂時，會對相單元中各個子模塊進行充放電，使得子模塊電容電壓存在一定程度的波動，而周期內相單元的能量保持不變。根據文獻[22]的分析，令MMC換流閥的電流調制比為：

(3)

式中：Ia為交流側電流有效值。

得到MMC換流閥穩態運行時上、下橋臂的子模塊電容電壓為：

(4)

式中：ucpi為上橋臂的子模塊電容電壓；ucni為下橋臂的子模塊電容電壓；Uc為子模塊電容電壓額定值；C為子模塊電容的容值；Ea為相單元內部電動勢有效值，由其大小由調制比決定；Ia為交流側電流有效值；ω為角頻率；β為upa和ipa的相位差。

可以看出，電容電壓不僅含有直流量，還含有基頻分量和二倍頻分量，對換流閥的試驗應考慮電容電壓的波動特性。

2 換流閥新型運行試驗拓撲

設計的MMC換流閥新型運行試驗拓撲如圖2所示，主要包含4個MMC閥段V1—V4，2個負載電抗器，1個直流補能電源和1個預充電回路。4個MMC閥段分別組成4個橋臂，每個閥段由m個子模塊串聯組成，左側2個閥段組成左側相單元，右側2個閥段組成右側相單元，4個橋臂的負端直接相連，連接線作為中性母線，2個上橋臂的正端通過電抗L1相連，2個下橋臂的正端通過電抗L2相連。

圖2 換流閥新型運行試驗拓撲Fig.2 New operation test topology of converter valve

預充電回路的開關Ky1、Ky2在試驗系統解鎖前合上，用于給4個閥段進行預充電，充電完成后開關Ky1、Ky2斷開，即預充電回路退出。預充電電流要求低，只需要大于預充電時4個閥段中子模塊的電子板卡維持低壓空載工作所需的電流。根據試驗經驗值，4個閥段的預充電電流選擇大于200 mA即可，為了節省預充電時間，一般選擇1 A。

預充電回路退出后，開關Km1和Km2合上，直流補能電源的輸出端與左側相單元2個閥段最低電位的2個子模塊的電容正負端分別并聯，然后試驗回路解鎖運行，試驗結束后，開關Km1和Km2斷開。直流補能電源只要輸出1個子模塊的電壓即可，與試驗回路的閥段子模塊個數無關，降低了試驗回路對直流補能電源的電壓需求。解鎖后，與直流補能電源連接的子模塊通過試驗回路能量傳遞機理將能量補充至4個閥段剩下的4m-2個模塊，采用工程上實際應用的均壓策略，將閥段中所有子模塊的電容電壓排序。當閥段電流為充電方向時，投入電容電壓較低的模塊；當閥段電流為放電方向時，投入電容電壓較高的模塊。這使4個閥段所有子模塊的電壓保持基本一致，補充了試驗系統的能量損耗，保證了試驗系統的穩定性。

3 試驗電路模型及運行機理

為了盡可能復現MMC換流閥實際運行工況的應力，遵循IEC 62501的考核標準，圖2中試驗拓撲的4個橋臂各自等效為1個交流電壓源疊加1個直流電壓源，左側相單元等效為1個可控交流電壓源，右側相單元等效為1個可控交流電壓源。為了保證電路的對稱性，4個橋臂的MMC閥段完全相同，2個上橋臂回路和2個下橋臂回路中的等效電阻均為r0，2個負載電抗的電抗值均為L，等效電路如圖3所示。

圖3 運行試驗拓撲等效電路Fig.3 Equivalent circuit of operation test topology

根據圖3，理想情況下，左側閥段V1電壓u1和左側閥段V3電壓u3分別為：

(5)

式中：M為電壓調制比。

根據圖3和式(5)可得右側閥段V2電壓u2和右側閥段V4電壓u4分別為：

(6)

式中：i1為負載電抗L1電流；i2為負載電抗L2電流。

根據圖3可知，中性母線電流id、左側相單元電壓uL和右側相單元電壓uR分別為：

(7)

定義2個相單元相間電流為:

icir=(i1-i2)/2

(8)

同時定義左側相單元的虛擬直流電壓UdcL和右側相單元的虛擬直流電壓UdcR分別為:

(9)

結合式(5)—式(9)，可得:

(10)

(11)

由式(10)可知，左側相單元和右側相單元均可以等效為1個純交流電壓源，2個交流源之間通過相間電流icir進行交流功率傳輸；由式(11)可知，中性母線電流id通過兩側相單元虛擬等效直流電源之間進行直流功率傳輸，理想情況下，id為純直流，則式(11)可以修正為：

(12)

式中：Id為id的有效值。

結合試驗電路的對稱性，可以得到交流功率等效電路模型和直流功率等效電路模型，如圖4所示。由圖4可得：

圖4 運行試驗拓撲功率等效電路模型Fig.4 Power equivalent circuit model of operation test topology

(13)

式中：PdcL為左側相單元吸收的直流功率；PdcR為右側相單元發出的直流功率；pacL為左側相單元發出的交流瞬時功率；pacR為右側相單元吸收的交流瞬時功率；Icir為icir的幅值；h為整數，h=1,2,…；T為周期時間。

可以看出，右側相單元提供了回路等效電阻消耗的直流有功功率，左側相單元提供了回路等效電阻消耗的交流有功功率。由于實際運行時，回路的等效電阻r0非常小，當r0可以忽略不計時，在周期內左側相單元吸收的直流功率等于右側相單元發出的直流功率，左側相單元發出的交流有功功率等于右側相單元吸收的交流有功功率。

設2個相單元相間電流表達式為：

icir=Icirsin(ωt+β)

(14)

由式(7)和式(8)，結合式(14)可知：

(15)

4個閥段V1—V4發出的瞬時功率p1—p4分別為：

(16)

將式(5)、式(15)代入式(16)可得：

(17)

其中：

(18)

同理，可得：

(19)

其中：

(20)

可以看出，除去回路的等效電阻損耗，每個閥段與外界交換傳遞的交流有功功率均為Pvac，每個閥段與外界交換傳遞的直流功率均為Pvdc，理想情況下，閥段內部的能量在周期內保持平衡，即Pvac=Pvdc。需要注意的是，瞬時功率p1—p4中含有的基波分量和二倍頻分量在周期內積分為零，不參與閥段之間的有功功率交換，只參與子模塊電容的充放電過程，子模塊電容電壓的波動與此相關，這和MMC換流閥在實際運行工況時的電容電壓波動特性一致。閥段的充電功率在周期內積分為零，從而保持閥段能量的平衡，各子模塊的電容電壓的平均值不變。

由式(13)可以得到回路等效電阻的損耗為：

(21)

系統處于穩態平衡狀態時，Wr由補能電源充電補充，補能電源的充電電路模型如圖5所示。基于電路的對稱性，某個時刻閥段V1—V4所投入的子模塊個數均為j=1,2,…,m。

圖5 補能電源的充電電路模型Fig.5 Charging circuit model of voltage source

試驗采用工程上實際應用的均壓策略，使4個閥段所有子模塊的電壓保持基本一致。由圖5可知，當系統平衡，與補能電源并聯的子模塊投入時，其電壓uc1與2個上橋臂或2個下橋臂正投入的其他子模塊串聯部分的電壓相等：

(22)

式中：uc1j，uc2j，uc3j，uc4j分別為閥段V1、V2、V3、V4的各個子模塊電容電壓。

當uc1小于補能電源電壓時，補能電源向與之并聯的子模塊和損失有功功率的右側相單元補充能量，右側相單元發出的直流有功再將能量補充至左側相單元。

假設充電電流有效值為Ich，補能電源的電壓等于Uc，其充電功率為：

(23)

由于回路的等效電阻r0非常小，所以需要的補能電源的容量較小。

4 試驗電路控制

當左側相單元向右側相單元輸送交流有功功率時，左側相單元的子模塊電容能量減少，右側相單元各個子模塊的電容能量升高，右側相單元的虛擬直流電壓比左側相單元的高，從而在回路中產生直流電流分量，引起右側相單元向左側相單元輸送直流功率。此時左側相單元的子模塊電容能量增加，右側相單元的子模塊電容能量減少，同時，補能電源對電路的雜散損耗進行補充，穩態運行時兩側相單元交換的能量達到平衡狀態。

若忽略回路的等效電阻r0，當兩側相單元的能量交換達到平衡狀態，兩側相單元交換的交流有功功率等于交換的直流功率，2Pvac=2Pvdc，即：

(24)

左側相單元電壓uL和右側相單元電壓uR均為純交流電壓，結合之前分析的有功功率流動和交流功率與直流功率的關系，可通過調節uL和uR的幅值和相位差來精確控制試驗回路中為純交流的相間電流icir。

(25)

式中：UL為uL的幅值；UR為uR的幅值；ε為uL和uR的相位差。

文獻[23]給出了MMC換流閥的電流調制比k與MMC換流閥的電壓調制比M的關系：

(26)

根據實際工程中MMC運行時交流側的每相電流均分至每相上下橋臂，試驗取相間電流icir為實際MMC換流閥的交流側電流的一半，即：

(27)

將式(26)和式(27)代入式(24)，得：

(28)

將式(27)和式(28)代入式(15)，得：

(29)

比較式(29)和式(2)可以看出，通過調節純交流電壓uL和uR的幅值和相位差，控制試驗回路中為純交流的相間電流icir即可得到與實際工程中通過MMC換流閥一致的交直流電流。

試驗回路的特性可以將控制對象的電壓和電流參量由原來的交直流參量(閥段V1—V4的電壓u1—u4和閥段電流i1，i2)實時轉化為純交流參量(uL，uR和icir)，無需提取分離直流分量，簡化了試驗電路的控制。

比較式(29)和式(2)、式(5)和式(1)可以看出，試驗回路的MMC閥段與實際工程的MMC閥段的電壓、電流應力特性和等效性是一致的。

5 仿真驗證

為了驗證提出的模塊化多電平換流閥新型運行試驗拓撲的正確性和有效性，搭建了EMTDC模型進行仿真與分析。

圖6 MMC閥的仿真波形Fig.6 The simulation waveforms of MMC valve

圖6(a)給出了閥段電壓u1和u3、電抗器電流i1和i2、相單元電壓uL、相間電流icir和中性線母線電流id的仿真波形。由圖6(a)可以看出，閥段電壓為交直流復合量，閥段電壓為1個7電平的交直流復合階梯波(調制比為0.85)，直流電壓偏置約為mUc/2=9.24 kV；相單元電壓為對稱的純交流量，相單元電壓為1個7電平的純交流階梯波(調制比為0.85)，閥段電壓和相單元電壓的單個階梯電平電壓均為單個模塊的電壓(約為2.31 kV)；左側相單元電壓和相間電流同相位，為整流狀態，則右側相單元為逆變狀態；閥段電流(即電抗器電流)為交直流復合量，從圖6(a)和圖6(b)電抗器電流i1的傅里葉分析可以看出，閥段電流直流分量Id/2=1.066 kA(即中性線母線電流的一半)，閥段電流基頻分量峰值Icir=2.61 kA(即相間電流峰值)，仿真得到的閥段電流與實際工程MMC換流閥電流偏差<1%，將仿真參數和仿真結果代入式(2)，對比圖6(b)閥段電流的傅里葉分析，可以看出，閥段電流的仿真結果與式(2)表示的實際工程MMC換流閥的橋臂電流較為一致。

由于4個閥段具有對稱性，以閥段V1為例，子模塊電容電壓如圖7(a)所示，波動的范圍為2.09～2.54 kV，相應的波動率為-9.52%～9.96%，和工程設計的經驗值±10%基本一致；子模塊電容電壓經過傅里葉分析，得到子模塊平均電容電壓的諧波畸變率ηTHD,uc,如圖7(b)所示，其中基頻電壓幅度為6.63%，二倍頻電壓幅度為1.82%，可以看出，子模塊電容電壓不僅含有直流量，還含有基頻分量和二倍頻分量，與式(4)表示的實際工程MMC換流閥的子模塊電容電壓分析結果較為一致。子模塊中的絕緣柵雙極晶體管(insulate-gate bipolar transistor，IGBT)的開關應力不僅和電壓、電流相關，還和開關頻率有關，仿真模型采用與實際工程一致的階梯波調制方式和子模塊電容電壓平衡策略，通過改變子模塊電容電壓平衡策略的環寬，來調節IGBT的投切頻率，圖7(c)為子模塊端口輸出電壓，可以看到，周期內子模塊投入基本為3次，對應的IGBT開關頻率為150 Hz左右，接近實際工程中柔性直流換流閥中子模塊的IGBT開關頻率。

圖7 閥段V1子模塊電容電壓仿真結果Fig.7 Simulation results of sub module capacitor voltage of valve section V1

6 結語

面對現今高壓大容量柔性直流換流閥的發展和單個子模塊電壓逐步提高的應用情況，在結合換流閥應力及其運行機理的分析基礎上，提出一種模塊化多電平換流閥新型運行試驗拓撲及其控制方法，降低了補能電源的電壓和容量需求，直流補能電源只要輸出1個子模塊的電壓即可，無需隨著電平數的增加而增加，擴展了試驗的靈活性。建立了該試驗拓撲的電路模型，闡述了其運行機理和補能機制，同時試驗回路的特性實現了可以實時將控制對象的電壓和電流參量由原來的交直流參量實時轉化為純交流參量，無需提取分離直流分量，簡化了試驗電路的控制。從仿真結果上來看，試驗回路的MMC閥段和實際工程的MMC閥段的電壓、電流應力和開關特性等具有較好的等效性。結果表明提出的模塊化多電平換流閥新型運行試驗拓撲及其控制方法具有正確性和有效性。

高壓大容量柔性直流換流閥普遍具有高電壓、大電流等特點，隨著其工程應用的普及，更高電壓等級和更大容量的換流閥檢驗方法將成為今后的研究方向，特別是高壓大容量換流閥在故障工況下的暫態應力考核等。