一種新型諧波抑制負載結構的整流電路

王建鑫， 齊曉斐， 曲浩然， 張 鵬， 馬曉龍， 張志勇， 趙 武

(西北大學信息科學與技術學院， 西安， 710127)

隨著5G的正式商用，人民日常生活與5G通信之間的關系逐漸增強。利用微波無線能量傳輸技術的基站數量將大幅增加，整流電路作為微波無線能量傳輸技術中的核心模塊之一，其整流效率決定了整個無線系統的性能，進而決定整個基站的性能，因此對整流電路進行研究具有深遠的意義[1-3]。

在整流電路中，為了獲得高效率，通常使用諧波負載來減小二極管的非線性損耗。文獻[4]使用蛇形微帶線設計了一個工作在2.45 GHz的整流器，整流效率最高為57.0%，文獻[5]提出來一種新型扇形枝節結構，在900 MHz、入射功率密度為8 μW的輸入條件下效率僅為48.6%。文獻[6]則引入功分器，通過多支路共用匹配阻抗的方法，實現了大功率整流，實測最高輸出直流功率為5.8 W，最高整流效率僅為44.3%。文獻[7]提出了一種結構復雜的整流電路，在犧牲設計成本的前提下，當輸入功率為41 dBm時，轉換效率為68.0%。上述文獻對整流電路的研究都取得了一定的成果，但分別存在工作頻率低、轉換效率低、結構復雜等缺點。

為了解決以上問題，本文為5G通信常用的4.85 GHz頻段設計了一個具有連續多階微帶諧波抑制結構的電荷泵整流電路。該電路可抑制前4次諧波，從而提高電路的轉換效率。該電路具有結構簡單、設計成本低、輸出電壓穩定、轉換效率高等優點。在4.85 GHz頻帶內、輸入功率為14.8 dBm條件下，轉換效率可達72.5%。實測最高效率仍可達到61.2%。

1 電路設計

根據5G基站的電源設計要求，不同的子模塊需要不同的電源電壓。一般情況下，采用DC-DC模塊提供多個電源電壓，但DC-DC模塊的電路結構復雜、穩定性不高且轉換效率很低，導致其電源效率較低。為此，本文在無線系統中引入電荷泵整流電路，電路工作在4.85 GHz頻帶上，其輸入為14.8 dBm，負載為750 Ω時達到最佳匹配狀態，二極管的型號為HSMS2860，電容型號為GRM155R71H104。

1.1 電路原理

1.1.1 電荷泵整流電路

傳統單級電荷泵整流電路結構如圖1所示，由2個二極管和2個電容組成。正常工作時，其輸出電壓如圖2所示。當輸入電壓小于地電壓時，電容C1被充電，二極管D2截止，電容C2放電到輸出端，這一過程會持續到二極管D1達到輸入電壓的峰值為止。當輸入電壓大于地電壓時，二極管D1截止，電容C1通過二極管D2對電容C2進行充電，整個充放電過程可以用圖2中的虛線來表示，電容C2的峰值接近輸入電壓的2倍。電容C2相當于一個濾波電容，可以使輸出電壓變得更平滑且紋波更小。

圖1 單級電荷泵整流電路

圖2 傳統單級電荷泵整時間流電路輸出電壓

由以上分析可知，傳統單級電荷泵整流電路其作用相當于倍壓整流電路，可視作B類結構，效率不會超過70%。當輸入信號頻率過高時，傳統一階倍壓整流電路的性能也會進一步下降，因此，其在4.85 GHz頻帶上無法得到高效的應用。

多電壓輸出電荷泵整流電路如圖3所示，該電路的輸入端并聯了多個電容，每個電容又與每一級的2個二極管串并聯，通過重疊級數來獲得多電壓輸出。多電壓輸出電荷泵整流電路的工作原理與單級電荷泵整流電路相同。

圖3 多電壓輸出電荷泵整流電路

1.1.2 諧波抑制電路

諧波是指電流中頻率為基波整數倍的電量，是指對周期性非正弦電量進行傅里葉分解后所產生的大于基波頻率的電量。諧波的產生會增加整流器功耗使得輸出波形發生畸變。為了減小諧波的影響，在電路設計中，在輸出端引入諧波抑制電路，將電流和電壓整形為理想的方波和半正弦波，在時域上，二者波形不發生重疊，電路效率理論上可以達到100%。

同樣的，在微波整流電路中，非線性整流二極管也在工作頻率的諧波處產生電流和電壓。引入連續多階諧波抑制電路，可以減小電流電壓在時域上的重疊，使電流電壓波形正交化，各次諧波得到抑制，從而提高整流器的轉換效率。根據文獻[8]可知，電路的效率主要是由二極管的功耗決定，引入諧波抑制電路后，理想情況下二極管上的電壓和電流波形不發生重疊，從而降低了二極管的損耗，提高了電路的整流效率。

1.2 二極管的外加電壓

1.2.1 二極管外加電壓不同

在高頻電路中，電荷泵整流電路的2個二極管的外加電壓大小是不同的，原因主要有以下兩方面。

第1個原因是，在高頻條件下，結電容會被充電，由于2個二極管的結電容所充電荷量不同，造成結電容的大小不同，使得2個二極管外加電壓不同。當輸入功率相同時，電荷泵電路的輸出電壓取決于負載的大小。若負載開路，電荷泵電路的輸出電壓理論上是輸入電壓的2倍，然而結電容又相當于1個升壓電容器，使輸出電壓高于輸入電壓的2倍。

第2個原因是，在高頻條件下，二極管會產生不同的諧波分量，導致2個二極管的外加電壓不同，2個二極管在相同條件下處于不同的工作狀態，而處于異常狀態的二極管會產生大量的功耗，降低電路的轉換率。

1.2.2 二極管的外加電壓與功耗

電荷泵整流電路的整流效率與二極管的功耗息息相關，本節主要討論二極管的外加電壓與功耗之間的關系。綜合考慮工作頻率和性能參數后，整流二極管采用HSMS2860肖特基二極管，在高頻電路中，其等效電路如圖4所示，由串聯電阻RS、電容Ci、電容Cj0和1個非線性電阻Rj組成。

圖4 整流二極管等效電路圖

在1個周期T內，二極管的功耗可以用以下幾個公式進行描述：

(1)

(2)

(3)

(4)

式中：Vf為二極管導通時的正向壓降；θoff為二極管截止時的相位；Vd為Cj兩端的電壓。

當二極管處于T-θoff到θoff之間時，二極管導通，當二極管處于T-θoff到θoff之間時，二極管截止。

根據式(1)～(4)可知，二極管的功耗是由二極管的Rs和Cj產生的，他們均與二極管的外加電壓有關。根據式(1)和式(2)，Rs功耗可用式(5)表示：

(5)

式中：VRs是Rs端的電壓；I是流經Rs電流。所以Rs功耗取決于電流和外加電壓。

Cj可以用式(6)來表示：

(6)

式中：二極管的擴散電容和耗盡層電容的等效值表示為Cj0；二極管的內建電勢表示為Vj0；在型號為HSMS2860的二極管中m等于0.5；Cj0等于0.18 pF。因此Cj的大小取決于二極管的外加電壓大小。綜上所述，要提高電荷泵電路的轉換率，必須控制2個二極管的外加電壓。

1.3 連續多階微帶諧波抑制結構

傳統的電荷泵整流電路中有多個非線性器件。在高頻條件下，各次諧波會使其產生巨大的功耗，同時無線系統的負載并不是一個定值，而是在一定范圍內變化。各次諧波可能與負載構成串并聯電路引起諧振，從而影響系統的安全運行。為解決以上問題，本文引入具有連續多階微帶諧波抑制結構的電荷泵電路，通過諧波抑制的方法來減少非線性器件的功耗。該電路可抑制前4次諧波，從而獲得更高的轉換效率、更穩定的輸出。理論上，其輸出電壓的波動近乎為0，輸出電壓為僅由基頻構成的方波，電路轉換率可提高至100%。

本文所設計的連續多階微帶諧波抑制結構如圖5所示，它由一條固定長度的微帶線和4個開放式的分路組成，其中電流分量與電壓分量正交，微帶線的長度為λ1/4。λ1、λ2、λ3、λ4分別為基頻、2次諧波、3次諧波、4次諧波的波長。第1、2、3、4個開放式分路的微帶線長度分別為λ1/4、λ2/4、λ3/4、λ4/4。在開放式分路的末端，電場不會突然停止，而是會由于微帶線的邊緣電場作用而略微擴展，通過引入等效的并聯電容或等效長度的傳輸線可以替代這種影響。本文所設計的結構不僅可以抑制各次諧波分量，而且可以在一定程度上使輸出變得更平滑。因此可以在省略濾波電容C2的同時，得到平穩的輸出電壓。

圖5 連續多階微帶諧波抑制結構

圖6分別表示了傳統電荷泵電路和本文所設計的具有連續多階微帶諧波抑制結構的電荷泵電路的2個二極管的電壓分量和電流分量。

圖6 諧波抑制負載對二極管D1、D2諧波抑制效果對比圖

從圖6(a)和(c)可以看出傳統的電荷泵電路中，2個二極管的電壓分量和電流分量都具有很多重疊的部分，這會引入很大的二極管功耗。從圖6(b)和(d)可以看出具有連續多階微帶諧波抑制結構的電荷泵電路的2個二極管的電壓分量和電流分量近似正交，重疊部分相比于傳統電路大幅降低，二極管功耗隨之降低。

綜上所述，本文所設計的連續多階微帶諧波抑制結構，可以減弱二極管在工作時電壓電流的非線性，使其工作在相對線性度更高的狀態下，降低其功耗，從而提高電路的轉化效率。與傳統電荷泵電路相比，本文所設計的電路有足夠的諧波抑制能力。

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1.4 控制二極管的外加電壓

從圖6可以看出，具有連續多階微帶諧波抑制結構的電荷泵電路的2個二極管的電壓分量和電流分量近似正交。根據式(5)，對電流和電壓在T到0之間進行積分，則式(5)的值近似為0，Rs產生的功耗可以忽略。因此，電荷泵電路的功耗主要由結電容所引起，而結電容大小受二極管的外加電壓控制。經過前文的討論分析，必須控制2個二極管的外加電壓，使相同條件下2個二極管均工作在正常狀態，從而有效降低二極管的功耗，提高電路的轉換率。

為了提高電路的RF-DC轉換效率，本文在二極管D1與地之間引入1根長度可調的微帶線，在匹配狀態下調節2個二極管的工作狀態。通過調整二極管附近的微帶線長度可以控制二極管的外加電壓大小，從而進一步降低二極管的功耗，提高電路的轉化率。在此仿真中，其他元器件之間使用特征阻抗為50 Ω，電長度為90°的微帶線互相連接。

經過調整，當微帶線長度為4.6 mm，2個二極管外加電壓大致相同，都處于正常工作狀態。圖7表示了對二極管D1與地之間的微帶線長度進行優化后，對基波及各次諧波的優化抑制的效果對比圖。其中V0是直流分量，Vn是輸出電壓中的各次諧波分量。參照組是未經調整的電荷泵整流電路，觀察發現對二極管D1與地之間的微帶線長度進行優化后，各次諧波基本得到抑制。

圖7 諧波抑制效果對比圖

2 測試結果與分析

2.1 電路仿真結果與分析

根據前文所述，電荷泵整流電路工作在4.85 GHz的超高頻段，二極管D1與地之間的微帶線長度為4.6 mm，基波、2次諧波、3次諧波、4次諧波的微帶線長度分別為10.61 mm、5.27 mm、3.49 mm、2.60 mm。在仿真軟件中，建立如圖8所示電路原理圖，在輸入功率為14.8 dBm的條件下，對電路的性能參數進行仿真測試，參照組為傳統的無諧波抑制負載的電荷泵電路。

圖8 電路仿真原理圖

圖9為傳統電荷泵電路和具有連續多階微帶諧波抑制結構的電荷泵電路的輸出電壓，由圖可知，具有連續多階微帶諧波抑制結構的電荷泵電路在最佳阻抗匹配時可以產生4.5 V或者更高的輸出電壓，輸出電壓的波動小于0.5 V，可應用于5G通信之中。而傳統的電荷泵電路輸出電壓最高為4 V，輸出電壓峰峰值約2 V，波動較大，在高頻段中并不適用，這與前文提到的系統設計要求一致。

圖9 輸出電壓仿真結果圖

圖10 轉換效率仿真結果圖

2.2 實際電路測試結果及分析

測試系統的整體結構見圖11。電路的4.85 GHz輸入信號由射頻信號源FPGA-AD9361產生，其精度為0.1 dB，頻率范圍為70～6 000 MHz。輸入信號經低噪聲放大器放大后輸入到定向耦合器中。采用型號為UPG206的功率傳感器完成對整流電路的輸入功率測量，其中DC模塊可以防止直流分量進入電荷泵電路。負載在0～1 500 Ω范圍內變化，用電壓表測量其輸出電壓大小，根據式(7)得到電路的轉換效率。

圖11 測試系統

(7)

式中:PDCout表示直流輸出功率;PRFin表示射頻輸入功率;Vout為負載兩端的電壓;RL為負載電阻。

本文采用厚度為0.8 mm、介電常數為2.55的F4B介質基板，選擇型號為HSMS2860肖特基二極管作為整流二極管，電荷泵的充放電電容為GRM155R71H104，按仿真中的設計參數生產出電路板并進行焊接，其實物如圖12(a)所示，參照組為傳統無諧波抑制負載電荷泵電路，如圖12(b)所示。

圖12 電荷泵整流電路(a)與參考電路(b)

在功率為14.8 dBm、頻率為4.85 GHz的輸入條件下，實測電路板的轉換效率隨負載阻抗的變化曲線對比如圖13所示，參照電路由于沒有諧波抑制負載，當負載阻值在0～1 500 Ω范圍內變化時，參照電路的實測轉換率在400 Ω達到最高，僅為44.1%，遠遠小于本文所設計的電路；與仿真結果相比，本文所設計的電路仍能在負載阻值大小為750 Ω時，獲得61.2%的電路轉換率。與其他文獻的性能對比如表1所示，可以看出，本文所設計的電路的轉換率明顯優于文獻[9～10]。

表1 性能對比

圖13 轉換效率隨負載變化曲線

3 結論

本文為5G基站中的無線系統設計了一個工作在4.85 GHz的電荷泵整流電路，在二極管D2后引入了連續多階微帶諧波抑制結構，該電路具有較高的轉換率和較低的二極管功耗。相同條件下，傳統電荷泵電路轉換率僅為44.1%，而本文所設計的具有連續多階微帶諧波抑制結構的電荷泵電路轉換率可達72.5%，輸出電壓的波動小于0.5 V，實測電路在14.8 dBm輸入功率、負載為750 Ω時，轉換效率也能達到61.2%。相比于傳統的整流電路，這種高效率的諧波抑制整流電路更能滿足于智慧城市、5G通信、衛星通信等應用場景的需求。