信號/數據處理數字信道接收機中同時雙信道選擇與處理方法

謝煜晨 陳 威 徐 偉 李辰梓

(西安電子工程研究所 西安 710100)

0 引言

信息化作戰背景下，戰場的電磁環境日益復雜，電磁信號時域重疊的現象越來越嚴重。為適應戰場復雜電磁環境，電子偵察接收機必須具備截獲、分離和處理時域重疊信號的能力。解決該問題的主要方式是采用數字信道化接收機[1]，即利用濾波器組對接收信號在頻域上進行信道劃分，使時域重疊的信號分別落在不同信道，達到在頻域進行區分的目的。

為了減少后續測量信號參數的計算量以及提高測量信號參數的精確度，在信道化后，要正確估計出接收信號屬于哪個信道，進行信道選擇。現有信道選擇方法依據幅度最大原則，依次輸出幅度最大和次大的信道，在信道模糊、跨信道情況下[2]，無法避免一個信號同時在相鄰的兩個信道輸出，這不僅會影響對信號數目的判斷，還占用其他信號的資源。信道合并[3]對可能出現信道模糊或者跨信道切割的幾個相鄰子信道進行信道合并，使得被模糊或切割的信號重新合并在一個信道內，但是其執行策略集中于信道結構，不僅增加了巨大的資源消耗，而且需要知道檢測信號的先驗信息。為此，本文提出一種信道選擇方法，可以較為準確地分辨出單頻信號的主信道和線性調頻信號跨信道，使系統具備處理兩個同時到達信號的能力。

1 概念內涵

數字信道化接收機具有處理多個同時到達信號的能力，在現代電子支援偵察系統中得到廣泛應用。根據數字信道化接收機功能，將整體分為5個子模塊，各模塊劃分及關系如圖1所示。

圖1 數字信道化接收機各功能模塊劃分

中頻信號在經過AD采樣、數字下變頻后，進入數字信道化模塊。數字信道化可解決在寬帶數字系統中處理窄帶信號的問題。目前常用的是基于多相結構的數字信道化接收機[4-5]，這種結構減少了硬件資源，可達到較高運算速度。

在傳統的信道化結構中，第k個信道的輸出為

(1)

其中，hLP(n)為N階低通濾波器，D為抽取倍數，K為濾波器個數，D=K。

令xp(m)=x(mD-p),gp(m)=hLP(iK+p),p=0,1,2,…,K-1，則

(2)

(3)

根據式(3)得到多相濾波器的結構如圖2所示。

圖2 多相濾波器組結構的數字信道化接收機結構圖

信道的分割依賴于濾波器組的排列，如果相鄰濾波器完全不交疊，由于濾波器存在過渡帶，濾波器間將形成盲區，若信號恰好落入盲區，則無法檢測到該信號。為了消除接收盲區，相鄰濾波器會有部分交疊。當信號落到交疊區域，相鄰兩個信道同時輸出同一信號，從而產生虛假信號，造成信道模糊問題，如圖3所示。當寬帶信號落入濾波器的通帶邊緣時，會出現信號的跨信道問題，即在相鄰信道中同時輸出同一個信號的不同頻譜，影響后續信號的參數測量，造成寬帶信號無法融合。估計出接收信號屬于哪個信道，則需要通過信道選擇模塊來實現。

圖3 多相濾波器組排列

2 雙信道選擇算法

數據在完成數字信道化后，輸出包含有I、Q分量的視頻信號。雙信道選擇模塊在接收到信道化輸出后，通過提取每一時刻信道的幅度峰值，對峰值點進行排序，找到最高的兩個峰值點，再將屬于同一個信道的峰值點關聯起來，就可以持續選出最有可能存在信號的兩個信道。算法流程如圖4所示。

圖4 雙信道選擇流程圖

2.1 峰值檢測及排序

本文選擇信道的標準是幅度極大原則，提取所有信道在時域的幅度峰值。峰值點的提取需要滿足兩個條件：一是高于所設定的固定幅度門限；二是高于同一時刻相鄰兩信道的幅度值。為抑制尖脈沖噪聲的影響，對信道化后的數據進行滑窗累加，起到平滑的作用。采用公式(4)計算n時刻k信道輸出的累加幅度Pk(n)為

(4)

其中，Ak(n)是n時刻k信道輸出的幅度。

設信道化輸出共有K個信道，信道編號為0至K-1，將n時刻K個信通的累加幅度放入深度為K的寄存器組中。從寄存器0地址啟動，比較其幅度和周圍2個數據幅度的大小，若大于周圍2個數據的幅度，即為一個峰值點，記錄當前峰值點的地址和幅度，寄存器地址向后掃描，重復以上操作。需要注意的是，當掃描開始時，左邊的數據不能為空，0信道的數據要和K-1和1信道比較；掃描到末尾時，右邊的數據不能為空，K-1信道的數據要和K-2和0信道比較。流程演示如圖2所示。

圖5 峰值檢測流程圖

當寄存器的地址全部掃描過后，得到J個峰值點，對這些峰值點進行排序。排序時，根據補碼表示定點數的特點，先采用減法方式，取第j個峰值點Yj，j≤J，與其余各峰值點相減，各次相減所得差值的最高位之和就表示該峰值點在排序之后的位置。

2.2 信道關聯

排序完成后，最大峰值點和次大峰值點所在信道就是最有可能存在信號的信道。提取出最大峰值點和次大峰值點信道作為待關聯信道，根據當前信道輸出1和信道輸出2的狀態，從待關聯信道中選擇信道輸出。將第31信道作為信道輸出1和信道輸出2的默認輸出信道，具體步驟如下所述：

1)判斷信道輸出1是否與最大峰值點信道相等，或者信道輸出2是否與次大峰值點信道相等，若相等，跳轉至2)，若不相等，跳轉至3)；

2)信道輸出1輸出最大峰值點信道，信道輸出2次大峰值點信道，跳轉至4)；

3)信道輸出1輸出次大峰值點信道，信道輸出2最大峰值點信道，跳轉至4)；

4)重復1)操作。

信道輸出1和信道輸出2即為最終選擇的最有可能存在信號的兩個信道。

3 實驗驗證

設計對瞬時帶寬為1 GHz的信號實現全概率接收，經過數字下變頻后，輸入信號頻率范圍為±500 MHz，采樣率1.2 GHz，信道數為64，每個信道帶寬為18.75 MHz。

設計主要完成以下功能：

1)實現最多2個同時到達信號接收的能力；

2)對信道模糊和跨信道的信號同時只輸出一個信道。

3.1 多信號的截獲能力驗證

實驗1：同時到達的兩個不同頻率、相同脈寬的等幅脈沖信號。

設計脈寬均為3 μs的信號，信號1的頻率為1 MHz，信號2的頻率為57.25 MHz。

分析信號1處于第0信道，信號2處于第3信道，都為信道中心偏離1 MHz。輸出結果如圖6所示。

從圖6可以看出，信道選擇分別輸出信道0和信道3。信道0和信道3的信號到達時間均為1.02 μs，結束時間均為4.01 μs。兩信號的脈寬為2.99 μs，與設定值相同。

圖6 實驗1輸出結果

實驗2：相繼到達的三個不同頻率、相同脈寬的等幅脈沖信號。

設計脈寬均為3 μs的信號，信號2比信號1延遲0.5 μs，信號3比信號2延遲0.5 μs，信號1的頻率為1 MHz，信號2的頻率為207.25 MHz，信號3的頻率為507.25 MHz。

分析信號1處于第0信道，信號2處于第11信道，信號3處于第27信道，輸出結果如圖7所示。

圖7 實驗2輸出結果

從圖7可以看出，信道0的到達時間為1.02 μs，結束時間為4.01 μs，信道11的到達時間為1.53 μs，結束時間為4.51 μs，信道27的到達時間為4.03 μs，結束時間為5.02 μs。信道0和信道11的信號脈寬均為2.99 μs，與設定值相同；信道11相對信道0延遲0.51 μs，信道27相對信道0延遲3.01 μs，三個信號的時序關系符合設定。

3.2 信道化結果跨信道的情況

實驗3：點頻信號信道模糊。

設計位于信道0和信道1過渡帶中間的點頻信號，信號頻率為9.375 MHz。該信號在Matlab仿真下信道輸出如圖8所示。從圖8可以看出，信道0和信道1都有輸出，且幅度相同，若以傳統方式進行信道選擇，會被認為是兩個同時信號。

圖8 信道化濾波后時頻圖

選擇模塊信道輸出如圖9所示，可以看到只輸出信道0，不輸出信道1，沒有出現信道模糊問題。

圖9 實驗3輸出結果

實驗4：寬帶信號跨信道。

設計帶寬為40 MHz的線性調頻信號。該信號在Matlab仿真下信道輸出如圖10所示。在圖10中，0信道、1信道和2信道都有信號輸出，且各信道信號在首尾處有部分重疊。

圖10 信道化濾波后時頻圖

信道選擇輸出結果如圖11所示。可以看出，最先輸出的是0信道，然后依次是1信道、2信道。信道的輸出時間具有連貫性，后續DSP可以根據到信號達時間進行線性調頻信號的融合處理。

圖11 實驗4輸出結果

從仿真結果中我們可以看出，線性調頻信號不會同時輸出多個信道，解決了跨信道的問題。

3.3 硬件實驗驗證

設計實驗兩個等幅、同時到達的脈沖信號(信道5、10)，結果如圖12所示，正確輸出5信道和10信道的信號。

圖12 上板測試圖

通過中頻信號驗證得到以下結論：

1)本方法在瞬時帶寬內能檢測到兩個同時到達(或存在)的信號；

2)該處理機制對信道模糊和跨信道問題具備分辨其信道的能力。

4 結束語

數字信道化接收機具有處理多個同時到達信號的能力，在現代電子支援偵察系統中得到廣泛應用。信道模糊、跨信道問題都給數字信道化接收機的信道選擇帶來了困難。本文基于現有的多相信道化偵察處理機制，提出了一種信道選擇的方法，設計并仿真了不同條件下的信道輸出，對工程中正在使用的某數字化信道接收機進行了改進，提高了數字信道化接收的后續處理能力和對復雜信號環境適應性能力。