S波段船載測波雷達接收機設計及實現

魏鋆宇，陳澤宗*，趙 晨，吳思奇，范林剛

(1.武漢大學電子信息學院，武漢 430072；2.北京無線電測量研究所，北京 100854)

在小型船載雷達方面，古野、安利、光電等日本公司在國外眾多生產廠家中處于領先地位，美國的雷神公司也是全球主要船載雷達產品的制造商之一[1]。由于中國在船載雷達系統研發方面起步較晚，船載雷達產品與國外在技術和實力上有不小的差距。隨著雷達技術的不斷發展進步，雷達在各個領域都起著不可或缺的作用[1]。為了改善微波雷達在海洋遙感領域的表現，武漢大學無線電海洋遙感實驗室開發了一款S波段船載多普勒測波雷達[2]。一個雷達系統的正常工作，要求雷達內部各個部件如發射機、接收機、天線和頻率合成等部分都能協調工作，又由于電磁波的傳播速度快、時間短等特點，對于雷達系統中各部分模塊的設計都要求極高。

而目前大多數的雷達接收機基本上都是由放大器、濾波器、混頻器等元器件將模擬輸入的射頻信號放大、濾波并進行若干次頻率搬移或變換，再通過模數轉換(analog to digital converter，ADC)采樣成數字信號，送入計算機做進一步處理。因此可根據ADC采樣處的信號頻率、接收機的變頻次數等將接收機結構劃分為基帶采樣、中頻采樣、射頻直接采樣三大類結構，此外根據ADC采樣頻率和信號帶寬的關系又分為帶通采樣和低通采樣兩種。但由于雷達系統頻段和工作模式的不同，接收機中經常發生信號串擾和時序混亂等情況，導致雷達數據失效和實驗失敗。

針對上述提到的雷達接收機所存在的問題，現將從接收機的模擬部分和數字部分分別進行分析設計。其中，將接收機的模擬部分和數字部分分置為兩個模塊，減少模數電路之間的干擾。在模擬部分提出一種需進行兩次混頻的超外差式結構的射頻前端；在數字部分提出一種基于SYSBIOS系統的程序設計，組成一個完整的S波段船載測波雷達接收機模塊，實現對信號的精準高效處理和對時序的嚴格控制。最終，在性能測試中驗證該設計的合理性和實用性。

1 雷達系統簡介

武漢大學無線電海洋遙感實驗室所設計的S波段船載測波雷達系統結構圖如圖1所示。其中，作為信號處理機的前端，接收機是整個雷達系統中很重要的一個組成部分，它的性能指標直接影響整個雷達系統的工作性能[3]。該雷達接收機設計既需要在模擬電路中對射頻回波信號進行兩次下混頻得到中頻回波信號，又要求實現對數字電路中時序信號的精準控制和信號處理等復雜操作，可能使得雷達接收機由于電路模塊較多引入噪聲、雜散等干擾信號，又或是由于數字信號處理(digital signal processor，DSP)程序設計不佳導致時序混亂等問題，無法獲取準確有用的雷達數據參數。因此，雷達接收機應具有良好的電路抗干擾特性和實時響應能力，以保證回波信號采集的相干性[4]。

圖1 S波段船載測波雷達系統結構

2 雷達接收機模擬部分

在此S波段船載測波雷達接收機結構中，由于S波段船載測波雷達是基于線性調頻中斷連續波(frequency modulated interrupted continuous wave，FMICW)原理設計的，發射和接收的射頻信號頻率范圍為2.75～2.95 GHz，而在射頻信號上直接進行線性調頻是比較困難的，所以需要將收/發天線所接收到的射頻回波信號進行兩次下混頻，同時在第二次下混頻時進行線性調頻，以此得到頻率較低的中頻回波信號。

迄今為止，雷達接收機使用的最為廣泛，也最為大家接收的是超外差式接收機[5]。根據以上原理分析，船載測波雷達將采用的接收機模擬前端為超外差式結構。超外差式接收機也被認為是目前最可靠的接收機結構。通過選擇合適的中頻信號頻率，高品質的濾波器以及合適的增益分配，后續對中頻回波信號進行數字化處理也顯得較為便捷，同時使得接收機能實現較高的靈敏度、良好的選擇性以及動態范圍。

其超外差式系統結構如圖2所示。基本流程為：收/發天線接收到的射頻信號(2.75～2.95 GHz)，首先經過射頻預選濾波器進行濾波，其中射頻信號設計了門控脈沖TP，控制接收通道的打開或關閉，然后經過低噪聲放大器放大以后分別與兩個本振信號進行下混頻，而兩個本振信號在頻率合成模塊中也均設計了門控脈沖TP、TB，分別控制發射通道和接收通道的打開或關閉，最后得到的中頻回波信號經過聲表濾波器進行帶通濾波后輸出固定中頻41.5 MHz信號。

圖2 超外差式系統結構圖

3 雷達接收機數字部分

3.1 接收機數字部分結構

該雷達接收機數字部分的系統框圖如圖3所示，其中主要包括了單端轉差分、ADC采樣電路、數字下邊頻電路和DSP核心板及其電源等外圍電路。當接收機模擬部分處理后得到的中頻回波信號到達數字部分時，先經過差分轉單端變換器ADT1-1WT+將差分信號變換為單端信號，再將單端信號送至AD采樣電路進行帶通采樣，然后對模數變換后的數字信號進行數字下變頻，得到正交混頻的I/Q信號，最后再把I/Q信號送至DSP核心板中通過程序設計進行信號處理。

圖3 數字部分系統框圖

3.2 匹配濾波原理

根據經典的雷達檢測理論，在一定的虛警概率下，要提高目標的檢測概率，就要設法提高目標回波的信噪比。而在線性濾波器中匹配濾波器理論上可以使得回波信號的信噪比達到最大，因此匹配濾波器也是接收機設計的理論依據。

在多普勒雷達應用中，根據匹配濾波理論，常采用一組低通濾波器組和快速傅里葉變換(fast Fourier transform，FFT)來等效匹配濾波器[6]。為了使接收機工作在最佳狀態，低通濾波器的帶寬應設計得盡量與回波信號的譜線寬度相匹配，從而濾出基帶信號[7]。FFT的實質作用是用數學方法計算離散信號的頻譜，每個固定頻率分量的輸出就相當于中心頻率在此固定頻率上的窄帶濾波器的輸出[8]。

對于海洋探測，由于海洋表面各態歷經平穩隨機過程的穩定時間有近30 min[9]，在此時間以內可近似認為探測的海洋數據是平穩的，等效匹配濾波器的原理實現框圖如圖4所示。接收機數字部分和程序設計將圍繞此原理進行，原理的證明較為煩瑣，請參閱文獻[6]。圖4中將Sr(t)和St(t)混頻為去線性調制處理，獲得單一的頻率信號。經過低通濾波器是為了去除雜波，僅保留包含目標信息的基帶信號。

Sr(t)為回波信號；St(t)為發射信號

3.3 帶通采樣原理

S波段船載測波雷達發射信號的工作頻率范圍為2.75～2.95 GHz，經過接收機模擬前端的兩次下混頻后，得到的中頻回波信號為41.5 MHz，若接收機直接對中頻信號進行AD采樣，根據奈奎斯特采樣定理要求，即

fs≥2f0+B

(1)

式(1)中：fs為奈奎斯特采樣頻率；f0為信號的基頻；B為信號的帶寬。所以相對于中頻信號41.5 MHz來說，通過計算，采樣芯片需要達到85 MHz以上的采樣頻率，對采樣芯片要求較高，但采用帶通采樣的方式對中頻信號進行采樣時，采樣率[10]需滿足：

(2f0+B)/N≤fs≤(2f0-B)/(N-1)

(2)

式(2)中：N為能夠使不等式成立的正整數。所以可根據式(2)進行計算，采用設計相對容易，成本相比較低的AD9235-40芯片。

3.4 系統時序

以125 kHz采樣率下系統的時序圖為例，時序關系如圖5所示，RF為發射的線性調頻信號，單周期掃頻時長為4 096 μs，間歇時長為16 μs，則掃頻周期為4 112 μs，掃頻范圍為2.75～2.95 GHz。TP為發射控制脈沖，高電平和低電平時長均為8 μs，周期為16 μs。

圖5 系統時序圖

因此，在一個掃頻周期內，將有256個TP脈沖去控制RF信號是否通過天線被發射出去，即形成調頻中斷連續波。TB是接收控制信號，即壓地波，其周期與TP一樣，高電平時長是以TP高電平為基礎并在其前后加上一定的延時形成。延時是由于當雷達共用收發天線時，避免在系統進行收發切換時，產生信號直通，即發射的大功率信號直接通到接收機，導致接收機損壞；同時，也可以調整雷達離盲區的范圍，避免近距離的強回波信號對系統產生的干擾。

其中Echo為回波信號，是發射信號經過目標反射返回至雷達天線的信號。IF為去線性調頻后的單一回波信號，即線性調頻信號減去回波信號。SS為子幀同步信號，也是接收的采樣觸發信號，高電平時長1 μs，周期與掃頻周期一致，其下降沿為開始接收AD采樣信號的標志。其中fs為ADC的采樣信號，頻率為40 MHz。

3.5 程序設計

根據上述分析與介紹，現對接收機程序設計的要求進行簡要的概括如下。

(1)實時性要求，保證回波信號采集的相干性。

(2)數據存儲延時較小，以降低FFT算法的計算時間和數據上傳時間。

(3)穩定的網絡通信，確保數據的有效傳輸。

(4)多任務綜合管理，統一調度。

圍繞以上4個要求對DSP程序進行設計。SYSBIOS程序設計流程如圖6所示。

圖6 程序設計流程圖

程序設計基于SYSBIOS系統和PRUSS模塊設計實現。利用SYSBIOS系統強大的綜合管理能力，對各子函數和任務進行統一調度和管理。同時，在SYSBIOS下加如NDK套件可以極大地簡化對以太網的程序開發。但由于SYSBIOS對硬件中斷具有響應延時不定的情況，無法滿足系統開發需求，所以，利用PRUSS模塊增強DSP的實時響應能力。最后，考慮到數據的存儲延時，可能導致系統的實時性能下降，綜合分析，選用128 Kb的共享內存(Shared RAM)作為數據存儲器。

4 性能測試

4.1 靈敏度測試

靈敏度定義為可以接收到的并仍能正常工作的最低信號強度，通常用最小可檢測信號的功率表示[11]。按照接收機設計指標輸入兩個本振信號與射頻信號，將數控衰減器衰減設置為0 dB。用頻譜儀測試輸出信號的幅度。調整頻譜儀的設置使得基底噪聲盡可能低。緩慢調整射頻信號的輸入幅度，當輸出幅度比噪聲基底高12 dB時(即系統要求的最低信噪比)，認為此時的輸入信號的幅度為接收機的靈敏度。選取雷達接收機接收射頻信號的頻率范圍(2.75～2.95 GHz)進行靈敏度測試，測試結果如表1所示。

表1 靈敏度測試結果

4.2 1 dB壓縮點測試

增益是輸出和輸入功率的比值，這個比值是在線性范圍內的一個常數，由于模擬前端中的兩個混頻器非線性的存在，如果輸入的信號增大會使得這個值發生變化[12]。然后繼續調大射頻信號的幅度，直到輸出信號的增加幅度比輸入信號的增加幅度小1 dB時，認為此時的輸入信號幅度達到了1 dB壓縮點，把此值當作接收機線性動態范圍的上限[13]。選取雷達接收機接收射頻信號的頻率范圍(2.75～2.95 GHz)進行1 dB壓縮點測試，測試結果如表2所示。

表2 1 dB壓縮點測試結果

4.3 線性動態范圍測試

動態范圍式指接收機正常工作時，輸入端能夠處理的信號變化范圍。其最小值一般為接收機能夠接收到的最小功率，最大值則由輸出端所允許的最大失真決定[14]。因此，動態范圍又分為線性動態范圍和無雜散動態范圍。

此測試測量接收機的線性動態范圍，其為器件輸出功率增益下降1 dB時，器件輸入信號功率與最小可分辨信號功率之比[15]，公式為

LDR=P1 dB-Smin

(3)

將選取雷達接收機接收射頻信號的頻率范圍(2.75～2.95 GHz)進行線性動態范圍測試，測試結果如表3所示。

表3 線性動態范圍測試結果

4.4 閉環測試

將完整接收機設計完成后，接入S波段船載測波雷達系統，進行閉環測試，并在上位機中設置第17個距離元處有固定回波信號。故將采集到的數據進行第一次FFT運算，FFT運算結果如圖7(a)所示，其對應于第17號距離元的信號信息清晰可見，其余部分也無雜散信號，由此可見雷達FT1數據較好。

圖7 兩次FFT運算結果圖

若一個采樣周期內采集到的所有距離元數據，再做第二次FFT變換，可得到一張距離多普勒譜，結果如圖7(b)所示。由圖7(b)可直觀看出，在第17個距離元處(白色橢圓圈出)有一靜止目標的回波信號，且整張距離多普勒譜非常清晰干凈，信噪比大約70 dBc，無噪聲、雜散等干擾信號存在。

5 結論

分別從模擬部分、數字部分進行原理敘述和方案分析，設計并制作了S波段船載測波雷達接收機。模擬部分采用超外差式結構對射頻回波信號分別進行兩次下變頻混頻后得到高信噪比的中頻回波信號，此方案保證了雷達接收機的高靈敏度，1 dB壓縮點也遠遠滿足指標要求，從線性動態范圍的角度來看，實測結果也相對合理。數字部分在AD采樣，匹配濾波、程序處理的設計上也實現了對數字信號的高效處理和時序信號的精準控制。由整機閉環測試的結果也可以看出，所有指標要求均滿足該雷達系統。研究結果為S波段船載測波雷達海試實驗提供了保障。