一種開環自激振蕩磁通門電流傳感器

楊曉光，陳玫琪，賈 哲，王德鑫

(1.省部共建電工裝備可靠性與智能化國家重點實驗室(河北工業大學)，天津300130；2.河北省電磁場與電器可靠性重點實驗室(河北工業大學)，天津300130)

電流傳感器廣泛應用于各種電氣和電力電子裝置中。現有許多電流測量方法，如霍爾(HALL)電流傳感器、羅氏線圈、磁通門電流傳感器、巨磁阻GMR電流傳感器、電流互感器等，文獻[1－2]對這些方法進行了詳細分析。自激磁通門電流傳感器因其結構簡單、功耗低和成本低等優點被逐漸引起關注，目前已經出現了很多測量方法，如平均電流法[3－6]，激勵電壓占空比法[7]和時間差法[8]等。

傳統自激磁通門傳感器基于平均電流模型，已經得到了廣泛應用。文獻[5]基于磁化曲線的分段線性函數建立激勵電流平均值與被測電流的近似。文獻[6]基于磁化曲線的反正切函數模型建立了激勵電流平均值與被測電流的近似線性關系式。然而上述兩種模型的建立都基于以下假設:勵磁電壓足夠大，采樣電阻足夠小，勵磁線圈匝數足夠多，在實際應用中難以同時滿足上述條件，因此，在開環配置的情況下難以應用于大電流的精確測量，一般采用閉環配置[9－13]。閉環配置可大大提高精良精度，但也增加了系統的成本和復雜性。

本文提出了一種新型自激振蕩磁通門電流傳感器，該傳感器采用新型數學模型和新型激磁電路，并具有準數字的特點。與傳統平均電流法數學模型相比，所建立的數學模型更加簡單和精確；與傳統橋式逆變激磁電路相比，所采用的激磁電路降低了控制電路的復雜性，并減小了因驅動延時引起的測量誤差。

1 電流傳感器測量原理和數學模型

1.1 系統組成與原理

電流傳感器的結構如圖1所示，主要包含傳感器探頭(環形磁芯和激勵繞組)，激勵電路和檢測電路。其中激勵電路包含逆變電路、電壓比較器和驅動電路。檢測電路由采樣電阻RS和數字測量系統組成，測量系統由DSP中的ADC模塊、定時器、外部中斷和eCAP模塊組成，詳細分析將在2.2部分給出。圖1中，ip為被測電流或初級電流；NP為初級繞組匝數，NP＝1；is為激勵電流；NS為激勵繞組匝數。

圖1 磁通門電流傳感器

圖2 給出了磁芯的理想磁滯回線，其中HC為矯頑場強，Hsat為最小飽和磁場強度。激勵電路輸出交變電壓，使磁芯工作在兩種狀態:①飽和狀態，②不飽和狀態。當磁芯中流過被測電流為0時，激勵電流波形是正負對稱的；當磁芯中被測電流不為0時，激勵電流不再對稱，如圖3所示。激勵電路的詳細分析將在1.3部分給出。激勵電流波形上的工作點與磁滯回線上的工作點逐一對應。

圖3 激勵電流波形

1.2 數學模型

由圖2中磁滯回線的對稱性可得t1時刻的磁場強度Ht1的表達式:

圖2 理想磁滯回線

式中:Hsat為磁芯的最小飽和磁場強度，HC為磁芯的矯頑場強，由安培環路定理可得:

式中:lm為磁芯的平均磁路長度。

由式(1)和(2)可得出t1時刻對應的電流It1:

在圖2和圖3中的[t1，t3]區間內，勵磁電流is(t)繼續正向增大，但由于磁芯具有較高的相對磁導率，其斜率較小；隨著is(t)的增大，磁通密度B(t)減小，在t2時刻磁感應強度達到零。之后磁芯工作點從第二象限移至第三象限，B(t)則反向增大，直到t3時刻處磁芯再次達到飽和。此時t3時刻勵磁電流It3為:

在[t4，t6]區間內，勵磁電流is(t)繼續減小，但由于磁芯具有較高的相對磁導率，其斜率較小。當is(t)減小時，磁通密度B(t)減小，在t5時刻磁感應強度再次達到零。之后磁芯工作點從第四象限移至第一象限，B(t)反向增大，直到t6時刻磁芯再次飽和。由于－Hsat＋2HC<0，所以t4時刻磁場強度為:

由式(5)可得出t4時刻電流值:

由于t6時刻對應的磁場強度是臨界值，磁芯從飽和狀態變為不飽和t6時刻勵磁電流It6為:

圖3 中激勵電流波形中t2時刻為t1和t3時刻的中點，由磁滯回線的對稱性可得出t2時刻對應磁滯回線的HC，由式(3)和(4)可得出It2的表達式為:

同理，由式(6)和(8)可得出It5的表達式:

將式(9)和(10)相加可得到:

化簡后得到被測電流IP的表達式:

由上式可得，被測電流IP與激勵電流It2和It5之和成正比關系，當原副邊繞組匝數NS、NP確定后，可通過測量It2和It5計算得出被測電流IP。

1.3 激勵電路分析

傳統自激振蕩磁通門電流傳感器采用運算放大器作為激磁電路[5－6]，其優點是電路簡單，缺點是驅動能力弱，功耗大。為了提高驅動能量并降低功耗，文獻[14－17]采用全橋逆變器作為激磁電路，其缺點是驅動電路需要懸浮驅動電路，結構復雜；同時還需要設置死區時間，存在開通延遲與關管開通不一致等問題，影響了測量精度。采用半橋逆變器作為激磁電路[12]可以減低電路的復雜性，但也降低了激勵電壓。

本文所用激勵電流能夠克服上述缺點。如圖1所示，開關管的開斷是由磁芯兩端的電壓直接控制。逆變電路由五個開關管(Q1－Q5)組成，其中Q1和Q2是P溝道MOSFET，當門極電壓為低電平時導通；Q3，Q4和Q5是N溝道MOSFET，當門極電壓為高電平時導通。逆變電路關鍵波形如圖4所示。

圖4 逆變電路關鍵波形

2 測量系統實現

2.1 磁芯選擇

本文所用的磁芯是德國VAC公司型號為“T60006－L2025－W380”的納米微晶磁芯。該材料的優點是相對磁導率高(可高達150 000)，矯頑場強和飽和磁場強度低，磁滯損耗小，因此在傳感器得到了廣泛的應用。磁芯參數為:內徑16 mm、外徑25 mm，高10 mm，磁芯的平均磁路長度和磁芯的橫截面積分別為6.4 cm和0.36 cm2。本文對磁芯的磁滯回線進行了測量，得出:Bsat＝1.15 T，Hsat＝20 A/m，HC＝2 A/m。

2.2 測量系統

測量系統由采樣電阻以及DSP中的ADC模塊、定時器、外部中斷和eCAP模塊組成。通過eCAP模塊得到磁芯兩端所加激勵電壓的周期，利用外部中斷捕獲上升沿下降沿的邊沿，開啟定時器，當定時器達到設定的上半周期的1/2時，開啟ADC進行采樣，得到采樣電阻的正半周期的中點電壓；下半周期同理。

本文中，開關信號不能由DSP產生的，而是通過測量采樣電阻上電壓VS和電壓比較器LM360產生的。采樣電阻上的電壓VS與比較器中的參考電壓進行比較。比較器的輸出被饋送到反向驅動電路。因此，每當分路電壓增加到Vref以上時，反向驅動電路輸出信號控制關管Q5的開斷，再由Q5的狀態控制Q1和Q4以及Q2和Q3的開斷和換相。

3 實驗結果

從圖5(a)中可以看出，當被測電流為0 A時，采樣電阻上激勵電流為正負對稱的波形；而圖5(b)中，磁芯中有被測電流流過時，磁芯達到雙向飽和的時間不再相同，激勵電流也不再對稱。利用上文分析得到的被測電流關系式(12)，當原副邊繞組匝數確定后(NP＝1，NS＝100)，通過測量It2和It5的數值便可求出被測電流ip。實驗結果驗證了理論模型的正確性。

圖5 激勵電流測波形

對本文提出的電流傳感器進行0~100A范圍的測試，測試結果如圖6所示。在整個測量范圍內，測試電流的相對誤差在0.3%以內。與其他自激磁通門電流傳感器的對比如表1所示。相比之下，本文電流傳感器無需校正已具有良好的測量精度。

表1 與傳統自激磁通門電流傳感器對比

圖6 電流傳感器測量結果

由圖5可知，本文所采用的驅動電路在磁芯飽和的暫態過程中波形平滑，沒有出現明顯的振蕩，因此大大減小了因振蕩帶來的測量誤差。

需要說明的是，本文所提出的電流傳感器基于磁通門技術，從而也能夠用于測量交流，但需要激勵電路的頻率遠遠大于被測電流的頻率；激勵頻率與被測電流的頻率的比值越大，測量越準確[16]。由于磁通門技術一般用于直流測量，因此本文只進行了直流測試。

另外，本文所提出的電流傳感器可應用于更大電流的測量，但由于實驗條件的限制，本文僅僅給出0~100 A的測量結果。

4 結論

本文提出一種新型自激磁通門電流傳感器，該傳感器在開環配置下具有較高測量精度。較之傳統平均電流法的數學模型，所建立的數學模型更加簡單和精確。所采用的激勵電路不需要懸浮驅動，降低了控制電路的復雜性；不需要設置死區時間，不存在驅動延時，因而大大減小了因驅動延時引起的測量誤差。測試結果表明，在0~100 A的測量范圍內傳感器的相對誤差在0.3%以內。傳統單磁芯結構的開環自激磁通門電流傳感器經校正后的誤差一般在0.5%左右，相比之下，本文所設計的電流傳感器無需校正已具有良好的測量精度。