一種交錯級聯多模式變頻寬輸出LLC變換器

何圣仲，代東雷，何曉瓊，徐英雷，吳斌

(西南交通大學 電氣工程學院，成都 611756)

0 引 言

近年來，隨著環境污染和化石能源枯竭問題日益嚴重，開關變換器在新能源領域的應用越來越受到相關研究人員的重視。新能源電動汽車充電系統需要開關電源有較寬的輸出電壓范圍[1]。LLC諧振變換器是一種三元件諧振電路拓撲，結構簡單，可以實現原邊開關管零電壓開通(zero voltage switching, ZVS)和副邊二極管零電流關斷(zero current switching, ZCS)，具有高效率和高功率密度的特點，適合應用于電動汽車充電等場合[2-3]。然而，傳統LLC變換器受其開關頻率范圍的限制，難以實現寬輸出電壓范圍[4]。

為了擴大LLC變換器的輸出電壓范圍，研究人員給出了各種各樣的解決方案。一種方案是通過變頻調制和電路模式切換來實現寬輸出電壓范圍[5-11]。文獻[5-6]通過控制雙向開關的導通與關斷，使電路工作于不同的模式，獲得了寬輸出電壓范圍，但諧振腔或變壓器結構較為復雜。文獻[7]配置逆變網絡為半橋模式和全橋模式，結合副邊整流器的模式切換，使得電路具有多種模式。但全橋和半橋之間的切換會導致磁性元件伏秒不平衡，文獻[8]解決了這一問題。文獻[9]將副邊無源整流器改進為半有源整流器，半有源整流器結構的改變決定了電路工作模式的改變。但是其工作模式只有兩種，開關頻率范圍仍相對較大。文獻[10-11]通過將原邊逆變網絡配置為不同的結構使電路工作在不同的模式，但會導致逆變網絡較為復雜。另一種方案通過改變開關管的占空比或是移相控制來得到寬輸出電壓范圍[12-16]。文獻[12-13]提出采用定頻變占空比控制的改進型LLC變換器。相比傳統的LLC電路，該變換器有利于縮小磁性元件的尺寸，并且電壓增益范圍與負載無關。但是副邊整流結構的不對稱導致諧振電流等不對稱，原邊開關管承受較大的關斷電流，相應的開關損耗會增加。文獻[14]采用交錯并聯技術對文獻[12]進行改進，諧振電流變得對稱。此外，將變頻和移相等結合起來也是一種實現寬輸出范圍的方案[17-18]。此種方案雖然相較前兩種方案可以得到更寬的輸出電壓范圍，但拓撲結構或控制策略上一般也更為復雜。

基于現有研究，論文提出了一種基于交錯級聯結構的多模式變頻寬輸出LLC變換器(interleaved cascaded multi-mode variable frequency，ICMMVF-LLC)。該變換器原邊為雙半橋交錯結構，副邊整流器為上下級聯結構，通過控制原邊交錯模式和副邊開關管的導通與截止，具有4種不同的電路模式，其增益比為0.5∶1∶1.5∶2。電路模式切換結合變頻控制，可以在較窄頻帶內實現寬范圍的輸出電壓。ICMMVF-LLC變換器分別實現了原邊開關管的ZVS開通和副邊二極管的ZCS關斷，具有較好的軟開關性能。

首先介紹ICMMVF-LLC變換器的拓撲結構，然后分析其工作原理，并對電壓增益、參數設計和模式切換等電路特性進行分析，最后在理論和仿真分析的基礎上制作實驗樣機，實驗結果驗證理論分析的正確性。

1 拓撲結構

ICMMVF-LLC變換器如圖1所示。

圖1 ICMMVF-LLC變換器Fig.1 ICMMVF-LLC converter

原邊逆變網絡為雙半橋交錯結構，副邊整流網絡為上下級聯結構，S5為背靠背NMOS構成的雙向開關。如果雙半橋的工作情況不同且S5處于不同開關狀態時，變換器將處于不同的工作模式。全部的電路模式如表1所示。當上半橋(S1和S2)工作、下半橋(S3和S4)不工作且S5截止時，副邊電路工作于傳統橋式整流器模式，此時電壓增益(nVo/Vin，n1=n2=n)為0.5，記為V1模式；當上半橋工作、下半橋不工作且S5導通時，副邊電路工作于傳統二倍壓整流器模式，此時電壓增益為1，記為V2模式；當上、下半橋都工作且S5截止時，電壓增益為1.5，記為V3模式；當上、下半橋都工作且S5導通時，電壓增益為2，記為V4模式。通過控制交錯半橋的工作情況和S5的導通與截止，可以控制電路工作于不同的模式，結合變頻控制，變換器可以得到較寬范圍的輸出電壓。

表1 4種電路模式

2 工作原理

為了簡化ICMMVF-LLC變換器的分析，作如下假設：Lr1=Lr2=Lr、Cr1=Cr2=Cr、Lm1=Lm2=Lm、n1=n2=n、Co1=Co2=Co3=Co4=Co，其他寄生參數均相同。

通過控制交錯半橋的工作情況和S5的導通與截止，電路可以工作在不同的增益模式，等效電路分別如圖2(a)、圖2(b)、圖2(c)和圖2(d)所示。

由于V1模式和V2模式等效為傳統的橋式整流電路和二倍壓整流電路，V3模式和V4模式工作情況類似，且V4模式上下兩級結構工作情況完全對稱，因此只對V3模式的工作原理進行分析。

對于圖2(c)所示V3模式電路，一個開關周期內的工作波形如圖3所示，此時原邊上下半橋均工作，副邊雙向開關S5截止，上半橋對應的整流電路等效于橋式整流電路，下半橋對應的整流電路等效于二倍壓整流電路，通過變頻調制實現輸出電壓的調節。一個工作周期可分為12個模態，由于工作模態具有對稱性，所以只分析前半周期的工作情況。各模態電路如圖4所示。

圖2 不同模式的電路結構Fig.2 Circuit structure of different modes

圖3 V3模式的工作波形Fig.3 Working waveforms of V3 mode

模態Ⅰ[t0～t1)：如圖4(a)所示，從t0時刻開始，電路進入死區，諧振電流iLr1和iLr2分別給S1和S4的寄生電容放電，放電結束后S1,4的體二極管導通。此時上級副邊整流電路等效于橋式整流電路，下級副邊整流電路等效于二倍壓整流電路。在t1時刻，給S1,4提供門極信號，S1,4實現ZVS開通，模態Ⅰ結束。

模態Ⅱ[t1～t2)：如圖4(b)所示，S1,4開通后，諧振電流iLr1和iLr2流過S1,4的反向導電通道。副邊電路工作情況不變。在t2時刻，諧振電流iLr2換向，模態Ⅱ結束。

圖4 V3模式的電路模態Fig.4 Circuit stages of V3 mode

模態Ⅲ[t2～t3)：如圖4(b)所示，諧振電流iLr2換向后，iLr2流過S4的正向導電通道，副邊電路工作情況不發生變化。在t3時刻，諧振電流iLr1換向，模態Ⅲ結束。

模態Ⅳ[t3～t4)：如圖4(b)所示，諧振電流iLr1換向后，iLr1流過S1的正向導電通道，副邊電路工作情況不發生變化。在t4時刻，副邊電流iS2變為零，模態Ⅳ結束。

模態Ⅴ[t4～t5)：如圖4(c)所示，由于副邊電流iS2變為零，勵磁電感Lm2開始參與諧振，相應的副邊電路斷開。在t5時刻，副邊電流iS1變為零，模態Ⅴ結束。

模態Ⅵ[t5～t6)：如圖4(d)所示，由于副邊電流iS1變為零，勵磁電感Lm1開始參與諧振，相應的副邊電路斷開。在t6時刻，電路進入死區，模態Ⅵ結束。

3 特性分析

3.1 電壓增益

分析LLC變換器的電壓增益是設計電路參數的前提。基波近似法(fundamental harmonic appro-ximation，FHA)是分析LLC變換器電壓增益的一種有效方法。FHA將LLC變換器的電壓和電流波形視為正弦波，忽略其高次諧波，以基波分量表示對應的電壓和電流，大大簡化了LLC變換器的分析過程。本文通過FHA來分析電路電壓增益。

從工作原理分析可知，輸出電壓可以看作兩個變換器的輸出之和。變換器1由上半橋和對應的副邊電路組成，變換器2由下半橋和對應的副邊電路組成。相應的FHA等效電路如圖5所示。因此，只需要分別對兩個變換器求電壓增益，相加即可得到整個電路的增益。

圖5 FHA等效電路Fig.5 FHA equivalent circuit

Vp1、Vp2和Ip1、Ip2分別為變換器1和變換器2的變壓器原邊電壓和電流基波有效值，Vab1、Vab2為逆變網絡輸出電壓基波有效值，Rac1、Rac2為副邊電阻等效到原邊的交流等效電阻。

當電路工作于V1模式時，變壓器原邊電壓在正負半周分別為nVo和-nVo，電流為正弦波形且有效值為輸出電流Io，則

(1)

(2)

由式(1)和式(2)可得

(3)

逆變網絡輸出電壓在正負半周分別為Vin和0，則

(4)

根據式(1)～式(4)可得直流增益為

(5)

同理可得各個電路模式的FHA等效電路參數如表2所示。

表2 FHA等效電路參數

V2、V3和V4模式對應的直流增益分別如下：

(6)

(7)

(8)

3.2 參數設計

根據電動汽車充電的工作特點[11]，電路主要參數為：輸入電壓400 V；輸出電壓范圍100～420 V；預充電階段輸出電流1.05 A；恒流充電階段輸出電流2.62 A；諧振頻率fr=100 kHz。一些關鍵工作點如表3所示。

表3 關鍵工作點

具體的參數設計過程如下：

1)根據模式V1諧振點處的輸出電壓Vo1,r，變壓器匝比為n=0.5Vin/Vo1,r。

2)選取合適的k和Q1(或Q2)，使得增益曲線滿足最大增益要求。需要指出的是，當電路具有多種模式時，需要各個模式均滿足增益要求。在多種電路模式中，會有一種電路模式對增益要求更為嚴格，可以根據這一模式來進行參數設計。選取V2模式，k=4.5，Q1=0.377。

3)計算特征阻抗Zr。

其中Vomax和Iomax為V2模式的最大電壓和最大電流。

4)計算諧振參數。

當LLC變換器工作于感性區域時，ZVS軟開關是易于實現的。感性區域失去軟開關時有兩種情況[19]：

1)k值過大。此時fr與fm(三元件諧振頻率)相差過大，導致在死區時間內電流變化很快，出現在死區時間內電流過零的情況。選取合適的k值，可以避免這種情況。

2)諧振電流過小。此時諧振電流的值不足以滿足在死區時間內給寄生電容完成充放電的要求，在柵極信號到來時，漏源極電壓仍未降到零。適當減小勵磁電感的值，可以避免這種情況。

根據上述參數設計過程，選擇表4所示實驗參數，結合式(5)～式(8)，可得到如圖6所示的電壓增益曲線。可以看出，參數設計過程很好地實現了寬輸出電壓增益的要求。

圖6 電壓增益曲線Fig.6 Voltage gain curves

3.3 模式切換

由于電路存在多種工作模式，所以需要對不同模式間的切換過程進行設計。參考文獻[20]提出的切換方法，使開關頻率fs逐漸過渡到切換后的目標頻率，并能保持輸出電壓的穩定。

在模式切換過程中，原邊開關先被關閉一段短時間，以確保在新的開關周期開始之前諧振電流歸零。然后，開關頻率將從原來的低頻跳到高于諧振頻率的位置，以避免浪涌電流的產生，最后使開關頻率漸變為穩態諧振頻率。某個開關頻率的作用時間由電壓采樣值和電壓閾值比較決定。

上述切換方法在保證電壓波動較小的同時實現了不同模式間的切換，即實現了不同電路模式間的平滑切換。

3.4 PFM+PWM混合控制

如圖7所示，折線表示PFM控制，豎實線表示PWM控制。如果控制雙向開關S5的占空比變化，在100～200 V和300～400 V的輸出范圍內可以采用PWM控制，即整個電路采用PFM+PWM混合控制。采用混合控制的好處是，開關頻率范圍可以進一步減小，這有利于磁性元件和EMC設計。

圖7 PFM+PWM混合控制Fig.7 PFM+PWM hybrid control

3.5 非對稱諧振參數

上述分析均令變換器1和變換器2的諧振參數完全對稱(相等)。如果變換器1和變換器2為非對稱(不相等)諧振參數時，電路會有更多的模式。

非對稱諧振參數電路如圖8所示。

圖8 非對稱諧振參數電路Fig.8 Asymmetric resonant parameter circuit

當n1和n2滿足2n2>n1>n2時，則如表4所示，非對稱結構有8種不同的電路模式，且V1模式到V8模式的電壓增益2Vo/Vin依次增大。其中，BR表示整流器工作在橋式整流器模式，VD表示整流器工作在倍壓整流器模式。

表4 非對稱諧振參數電壓增益

4 實驗結果

電路參數如表5所示，圖9為實驗樣機。Cin為輸入濾波電容，上方虛線框部分為變換器1對應電路，下方虛線框部分為變換器2對應電路。

表5 實驗參數

圖9 實驗樣機Fig.9 Experimental prototype

圖10為模式V1的穩態波形。輸出電壓200 V，輸出電流1.05 A。可以看出，實驗很好地實現了開關管的ZVS和二極管的ZCS，電路工作情況和理論分析一致。此時開關頻率最小，fs=57.5 kHz。

圖10 V1模式穩態波形：200 V，1.05 AFig.10 Steady state waveform of V1 mode:200 V,1.05 A

圖11～圖13分別為模式V2、模式V3和模式V4的穩態波形。輸出電壓分別為300、400和420 V，輸出電流均為2.62 A。同樣地，實驗很好地實現了開關管的ZVS和二極管的ZCS。通過對比各模式間的穩態波形，電路工作情況和理論分析一致，具有多個不同的電路模式，結合變頻控制，實現了寬輸出電壓范圍。

圖11 V2模式穩態波形：300 V，2.62 AFig.11 Steady state waveform of V2 mode:300 V,2.62 A

圖12 V3模式穩態波形：400 V，2.62 AFig.12 Steady state waveform of V3 mode:400 V,2.62 A

圖13 V4模式穩態波形：420 V，2.62 AFig.13 Steady state waveform of V4 mode:420 V,2.62 A

從V1模式到V2模式、從V2模式到V3模式的切換過程如圖14所示。在切換過程中，由于開關頻率是逐漸變化的，所以電路實現了平滑切換。實驗波形顯示，在模式切換過程中，輸出電壓基本沒有出現波動。從V3模式到V4模式的切換過程和從V1模式到V2模式類似，不再贅述。

圖14 模式切換波形Fig.14 Mode transition waveforms

圖15為V3模式的負載動態響應波形。從波形可以看出，在負載變化時，PID控制器可以使電路電壓保持穩定。

圖15 V3模式的負載動態響應Fig.15 Load dynamic response of V3 mode

圖16給出了充電過程中恒流和恒壓階段的效率曲線，峰值效率95.74%，這說明ICMMVF-LLC變換器在實現寬輸出電壓范圍的同時能夠保持較高的效率。

圖16 效率曲線Fig.16 Curves of efficiency

5 結 論

論文提出了一種基于交錯級聯結構的多模式變頻寬輸出LLC變換器，應用于電動汽車充電。通過配置原邊雙半橋的工作方式和控制副邊雙向開關的通斷，電路有四種不同的工作模式，結合變頻控制，ICMMVF-LLC變換器在較窄的頻率范圍內可以實現較寬的輸出電壓范圍。詳細的理論分析和實驗結果證明，ICMMVF-LLC變換器在實現寬輸出電壓范圍的同時能夠保持較高的效率，性能良好。