多跨距無刷雙饋電機(jī)轉(zhuǎn)子繞組設(shè)計(jì)及特性分析

戈寶軍，牛煥然，林鵬，肖芳，毛博，溫亞壘

(哈爾濱理工大學(xué) 電氣與電子工程學(xué)院，哈爾濱 150080)

0 引 言

無刷雙饋電機(jī)(brushless doubly-fed machine，BDFM)是一種新型結(jié)構(gòu)的的感應(yīng)電機(jī)，其定子有兩套不同極對(duì)數(shù)的繞組組成，同時(shí)具有同步電機(jī)和感應(yīng)電機(jī)的運(yùn)行特點(diǎn)。定子功率繞組直接與電網(wǎng)相連，承擔(dān)電機(jī)的主要功率部分，定子控制繞組通過變頻器與電網(wǎng)相連，其中控制繞組電壓較低，主要承擔(dān)電機(jī)的轉(zhuǎn)差功率，其功率較小，所需的變頻器容量也較小[1-2]，特別是在高電壓等級(jí)場(chǎng)合，較小的變頻器容量，可以有效地降低調(diào)速系統(tǒng)的成本，作為傳統(tǒng)有刷雙饋電機(jī)的取代方案，無刷雙饋電機(jī)在風(fēng)能發(fā)電和高壓電機(jī)領(lǐng)域具有良好的應(yīng)用前景。

為提升無刷雙饋電機(jī)的性能，國(guó)內(nèi)外學(xué)者做了大量的研究工作，文獻(xiàn)[3]給出了一種雙正弦的轉(zhuǎn)子繞組設(shè)計(jì)方法，并設(shè)計(jì)了一臺(tái)64 kW的樣機(jī)，分析了電機(jī)帶載情況下電機(jī)諧波磁勢(shì)及整機(jī)效率的問題。文獻(xiàn)[4]給出了一種加導(dǎo)磁條的新型轉(zhuǎn)子結(jié)構(gòu)，并對(duì)比分析了不同轉(zhuǎn)子結(jié)構(gòu)對(duì)無刷雙饋電機(jī)不同工況下的性能影響；文獻(xiàn)[5]基于齒諧波和雙正弦原理給出了一種等跨距不等匝的雙層繞組設(shè)計(jì)方法，并對(duì)比分析了不同結(jié)構(gòu)的轉(zhuǎn)子諧波磁動(dòng)勢(shì)問題。本文提出了一種多跨距不等匝多層繞組的設(shè)計(jì)方法，這種繞組設(shè)計(jì)方法能夠針對(duì)指定次諧波進(jìn)行線圈匝數(shù)和跨距的靈活選取，可以有效地提高轉(zhuǎn)子繞組導(dǎo)體利用率，削弱整機(jī)諧波含量。

無刷雙饋電機(jī)具有良好性能的關(guān)鍵在于轉(zhuǎn)子，轉(zhuǎn)子的結(jié)構(gòu)好壞直接影響了電機(jī)的整體性能，因此，對(duì)于無刷雙饋電機(jī)轉(zhuǎn)子設(shè)計(jì)研究至關(guān)重要，本文基于磁阻與繞線混合式轉(zhuǎn)子結(jié)構(gòu)提出了一種新型轉(zhuǎn)子繞組設(shè)計(jì)方法，并結(jié)合具體示例對(duì)于多跨距復(fù)合式繞組的原理及設(shè)計(jì)原則進(jìn)行了詳細(xì)的說明，最后給出了一套低諧波的無刷雙饋電機(jī)轉(zhuǎn)子繞組設(shè)計(jì)方案。并通過建立Maxwell 2D有限元模型，對(duì)多跨距混合式轉(zhuǎn)子的無刷雙饋電機(jī)和普通雙正弦轉(zhuǎn)子的無刷雙饋電機(jī)進(jìn)行了相關(guān)的對(duì)比分析。

1 BDFM基本結(jié)構(gòu)及運(yùn)行原理

無刷雙饋電機(jī)相對(duì)于傳統(tǒng)的有刷雙饋電機(jī)在于其定子由兩套不同極對(duì)數(shù)的繞組組成，兩套不同極對(duì)數(shù)的繞組之間不能直接進(jìn)行能量傳遞，須通過轉(zhuǎn)子實(shí)現(xiàn)間接的能量傳遞，這就要求無刷雙饋電機(jī)的轉(zhuǎn)子能夠同時(shí)調(diào)制出兩種不同極對(duì)數(shù)的旋轉(zhuǎn)磁場(chǎng)，這對(duì)于轉(zhuǎn)子的性能要求較高，同時(shí)也限制了無刷雙饋電機(jī)的發(fā)展，目前對(duì)于無刷雙饋電機(jī)的研究還處于實(shí)驗(yàn)室測(cè)試階段，還未進(jìn)入規(guī)模化的工程性應(yīng)用。

無刷雙饋電機(jī)雙饋運(yùn)行時(shí)，定子兩套繞組將同時(shí)產(chǎn)生兩個(gè)不同的旋轉(zhuǎn)磁場(chǎng)，兩套旋轉(zhuǎn)磁場(chǎng)的方向與定子和電網(wǎng)的聯(lián)接方式有關(guān)。當(dāng)功率繞組和控制繞組均正相序與電網(wǎng)相連時(shí)，兩套旋轉(zhuǎn)磁場(chǎng)的旋轉(zhuǎn)方向一致，此時(shí)電機(jī)處于超同步運(yùn)行狀態(tài)；當(dāng)功率繞組和控制繞組分別以正相序和反相序與電網(wǎng)相連時(shí)，兩套旋轉(zhuǎn)磁場(chǎng)旋轉(zhuǎn)方向相反，此時(shí)電機(jī)處于亞同步運(yùn)行狀態(tài)。

對(duì)于功率繞組極對(duì)數(shù)為pp，頻率為fc；控制繞組極對(duì)數(shù)為pc，頻率為fc的無刷雙饋電機(jī)，當(dāng)功率繞組直接與電網(wǎng)相連，控制繞組通過變頻器與電網(wǎng)相連，電機(jī)實(shí)現(xiàn)雙饋運(yùn)行時(shí)，電機(jī)轉(zhuǎn)速為

(1)

其中:“+”表示控制繞組產(chǎn)生的磁場(chǎng)旋轉(zhuǎn)方向和功率繞組產(chǎn)生的磁場(chǎng)旋轉(zhuǎn)方向相同，此時(shí)電機(jī)處于超同步運(yùn)行狀態(tài)；“-”表示定子兩套繞組產(chǎn)生的旋轉(zhuǎn)磁場(chǎng)方向相反，此時(shí)電機(jī)處于亞同步運(yùn)行狀態(tài)；當(dāng)fc=0時(shí)，即電機(jī)控制繞組接入直流電時(shí)，電機(jī)處于同步運(yùn)行狀態(tài)。

2 雙正弦繞組及多跨距復(fù)合式繞組

2.1 基于齒諧波的雙正弦繞組原理

根據(jù)交流電機(jī)繞組理論，對(duì)于極對(duì)數(shù)為p，槽數(shù)為Q的m相對(duì)稱轉(zhuǎn)子繞組，轉(zhuǎn)子中除了產(chǎn)生極對(duì)數(shù)為p的基波磁動(dòng)勢(shì)外，還會(huì)產(chǎn)生極對(duì)數(shù)為v=2mq±1的齒諧波磁動(dòng)勢(shì),其繞組系數(shù)與基波繞組系數(shù)相等。同時(shí)基于齒諧波原理的多相轉(zhuǎn)子繞組可以通過歸算為三相繞組進(jìn)行計(jì)算，歸算后的三相轉(zhuǎn)子繞組v對(duì)極諧波磁動(dòng)勢(shì)可以表示為：

(2)

式中Fφv為v對(duì)極諧波磁動(dòng)勢(shì)幅值。

根據(jù)電機(jī)學(xué)原理可知，轉(zhuǎn)子繞組歸算后的三相合成磁動(dòng)勢(shì)表達(dá)式為

(3)

當(dāng)v=2mq+1時(shí)，三相合成的磁動(dòng)勢(shì)表達(dá)式為

(4)

同理，當(dāng)v=2mq-1時(shí)，三相合成的磁動(dòng)勢(shì)表達(dá)式為

(5)

通過式(3)、式(4)和式(5)可知，齒諧波繞組中v=2mq+1次諧波磁動(dòng)勢(shì)和v=2mq-1次諧波磁動(dòng)勢(shì)旋轉(zhuǎn)方向相反。

無刷雙饋電機(jī)要求轉(zhuǎn)子能夠同時(shí)產(chǎn)生兩種不同極對(duì)數(shù)的磁動(dòng)勢(shì)，并且旋轉(zhuǎn)方向相反，根據(jù)上述理論，基于齒諧波原理設(shè)計(jì)的轉(zhuǎn)子繞組能夠滿足無刷雙饋電機(jī)轉(zhuǎn)子同時(shí)產(chǎn)生兩種主要基波磁動(dòng)勢(shì)的要求。

基于齒諧波原理設(shè)計(jì)的轉(zhuǎn)子繞組，如果轉(zhuǎn)子槽數(shù)僅選擇Q=pp+pc時(shí)，由上述分析可知，其高次齒諧波磁動(dòng)勢(shì)與基波相當(dāng)，電機(jī)整體諧波較大，電機(jī)不具備實(shí)用性。依據(jù)電機(jī)學(xué)原理可以對(duì)轉(zhuǎn)子槽數(shù)進(jìn)行適當(dāng)?shù)臄U(kuò)展使其既可滿足齒諧波原理，又能兼顧削弱其他次諧波的要求，根據(jù)上述理論擴(kuò)展后轉(zhuǎn)子槽數(shù)需滿足

Z2=k(pp+pc)。

(6)

式中：Z2為擴(kuò)展后轉(zhuǎn)子槽數(shù)；k為正整數(shù)。

基于齒諧波原理設(shè)計(jì)的正弦繞組為使氣隙磁動(dòng)勢(shì)接近正弦，轉(zhuǎn)子槽導(dǎo)體數(shù)采用正弦規(guī)律排布，即每相導(dǎo)體數(shù)分布規(guī)律為中間槽號(hào)導(dǎo)體多，兩側(cè)槽號(hào)導(dǎo)體少，這種特殊的導(dǎo)體分布規(guī)律可以使電機(jī)氣隙磁動(dòng)勢(shì)趨近于正弦，對(duì)于電機(jī)內(nèi)諧波有較好的抑制作用，但其對(duì)線圈匝數(shù)依賴較大，對(duì)于轉(zhuǎn)子匝數(shù)較少的電機(jī)來說，其正弦排布規(guī)律優(yōu)勢(shì)不明顯。

2.2 多跨距復(fù)合式繞組

文獻(xiàn)[3]給出的雙正弦轉(zhuǎn)子繞組設(shè)計(jì)方案對(duì)于大功率電機(jī)及轉(zhuǎn)子繞組匝數(shù)較小的電機(jī)來說優(yōu)勢(shì)并不明顯，對(duì)與主要基波極對(duì)數(shù)相近的諧波抑制能力有限。且基于文獻(xiàn)[3]設(shè)計(jì)的轉(zhuǎn)子繞組，轉(zhuǎn)子每相相鄰槽號(hào)匝數(shù)不等，電機(jī)制造過程中繞組嵌線工藝較為復(fù)雜。

針對(duì)正弦繞組每相各槽號(hào)不等匝線圈設(shè)計(jì)帶來的電機(jī)下線工藝復(fù)雜，以及對(duì)于大功率電機(jī)轉(zhuǎn)子匝數(shù)較少，匝數(shù)按正弦規(guī)律排布時(shí)與基波極對(duì)數(shù)相近的齒諧波削弱效果不明顯的問題，對(duì)基于齒諧波的正弦繞組進(jìn)行了改進(jìn)。提出了一種具有多種跨距的復(fù)合式繞組結(jié)構(gòu)，其具體排布如圖1所示。

圖1 轉(zhuǎn)子槽導(dǎo)體分布圖Fig.1 Distribution of conductors in rotor grooves

如圖1所示的轉(zhuǎn)子繞組共分為三層，轉(zhuǎn)子槽底部的兩層線圈按上節(jié)所述的齒諧波繞組原理正常排布，其與正弦繞組區(qū)別是底部的雙層齒諧波繞組為等匝等距排布，位于轉(zhuǎn)子槽頂部的單層繞組的跨距和匝數(shù)均與下層的齒諧波繞組不相等，每相不同層的線圈依次串聯(lián)。這種繞組排布方式不僅能夠起到不等匝繞組對(duì)諧波的抑制效果，還在一定程度上簡(jiǎn)化了繞組的下線工藝難度。

單層雙短距繞組能夠做到一套繞組同時(shí)具有兩種跨距，根據(jù)交流電機(jī)繞組理論其同時(shí)具有兩種短距系數(shù)，根據(jù)合理設(shè)計(jì)能夠同時(shí)削弱多種不同的諧波。其設(shè)計(jì)原則為：

1)將轉(zhuǎn)子槽數(shù)縮小為原先的一倍，將兩種跨距的繞組分別按普通三相繞組單獨(dú)排布，由于基于齒諧波繞組的無刷雙饋電機(jī)轉(zhuǎn)子繞組不具備固定的極對(duì)數(shù)，基于單層雙短距設(shè)計(jì)的繞組可以擺脫單層繞組對(duì)線圈跨距的限制，可以根據(jù)需要合理的選取合適的跨距。

2)將兩套繞組分別排布在奇數(shù)槽和偶數(shù)槽內(nèi)，兩套繞組之間的相對(duì)位置可以根據(jù)需要靈活調(diào)節(jié)。

3)可以根據(jù)需要將兩套不同跨距的繞組采用順接或反接串聯(lián)起來。

將齒諧波繞組和單層雙短距每相依次串聯(lián)在一起，便組成了多跨距復(fù)合式轉(zhuǎn)子繞組。這時(shí)除了原來的每套繞組中存在的短距線圈作用之外，還增加了一個(gè)由于不同繞組之間的空間相位差引起的短距效應(yīng)，可以同時(shí)用來削弱多個(gè)諧波，進(jìn)而顯著地降低了電機(jī)諧波磁勢(shì)含量，多跨距復(fù)合式轉(zhuǎn)子繞組其中一相具體排布如圖2所示。

圖2 多跨距繞組單相分布示意圖Fig.2 Schematic diagram of multi-span winding distribution

如圖2所示的不同跨距的線圈在轉(zhuǎn)子槽的連接圖，每相繞組由3種不同跨距的線圈組成，每相不同層線圈沿中心線對(duì)稱分布，每種跨距線圈導(dǎo)體數(shù)相同，每相不同跨距線圈之間可以根據(jù)需要采用順接串聯(lián)或反接串聯(lián)，對(duì)于多層線圈等匝數(shù)組成的復(fù)合式多跨距轉(zhuǎn)子繞組，能夠起到使電機(jī)磁動(dòng)勢(shì)趨近正弦的目的，同時(shí)對(duì)于與基波極對(duì)數(shù)相近的諧波有明顯的削弱作用。

2.3 轉(zhuǎn)子繞組諧波磁動(dòng)勢(shì)分析

常規(guī)電機(jī)繞組大多采用等匝線圈繞制，因此基于傳統(tǒng)的電機(jī)繞組磁動(dòng)勢(shì)及繞組系數(shù)的計(jì)算方法并不適用于非常規(guī)線圈繞組，在基于常規(guī)計(jì)算繞組分布系數(shù)的基礎(chǔ)上給出了適用于多種線圈的繞組分布系數(shù)計(jì)算方法。

假設(shè)轉(zhuǎn)子繞組第m相第j槽包含的導(dǎo)體數(shù)為Nj，在不考慮槽口系數(shù)的條件下，則第j(j=1，2，3，…，q)個(gè)線圈的v次合成磁動(dòng)勢(shì)可表示為

(7)

對(duì)于轉(zhuǎn)子繞組第m相實(shí)際選用的q個(gè)線圈組，v次諧波合成磁動(dòng)勢(shì)為

(8)

第m相實(shí)際選用的q個(gè)線圈組，v次諧波合成磁動(dòng)勢(shì)的矢量和可表示為

(9)

則轉(zhuǎn)子繞組第m相實(shí)際選用的q個(gè)線圈組v對(duì)極下的分布系數(shù)可以表示為

(10)

同時(shí)由于轉(zhuǎn)子繞組每相的連接方式相同，即轉(zhuǎn)子繞組每相的繞組分布系數(shù)均相等，即kqmv=kqv。

則其繞組系數(shù)可以表示為

kωv=kqvkyv。

(11)

其中繞組短距系數(shù)kyv的計(jì)算方法參閱了文獻(xiàn)[7]中多跨距線圈的計(jì)算方法，其詳細(xì)推導(dǎo)過程不再贅述。

3 多跨距復(fù)合式繞組設(shè)計(jì)示例

依據(jù)上述理論分析，結(jié)合具體示例闡述基于混合式轉(zhuǎn)子的多跨距復(fù)合式轉(zhuǎn)子繞組的設(shè)計(jì)方法，選取一臺(tái)功率繞組極對(duì)數(shù)pp=2，控制繞組極對(duì)數(shù)pc=4，定子槽Z1=72，轉(zhuǎn)子槽Z2=84的無刷雙饋電機(jī)為例，轉(zhuǎn)子繞組相數(shù)m=pp+pc=6，由擴(kuò)展后轉(zhuǎn)子槽數(shù)為84，可知，轉(zhuǎn)子槽可以劃分為6組，每相最大轉(zhuǎn)子槽數(shù)為14。

為消除轉(zhuǎn)子不等節(jié)距繞組需要若干特殊跨接線的突出缺點(diǎn)，轉(zhuǎn)子繞組采用部分空槽設(shè)計(jì)方案，并將轉(zhuǎn)子結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)成外反應(yīng)式磁阻轉(zhuǎn)子與繞線轉(zhuǎn)子相結(jié)合的新型混合式轉(zhuǎn)子結(jié)構(gòu)，其轉(zhuǎn)子結(jié)構(gòu)如圖3所示，該混合式轉(zhuǎn)子的直軸數(shù)為n=pp+pc，即控制繞組和功率繞組極對(duì)數(shù)之和，即定子繞組極對(duì)數(shù)為2/4的無刷雙饋電機(jī)直軸數(shù)為6。

轉(zhuǎn)子繞組方案，由于轉(zhuǎn)子結(jié)構(gòu)采用磁阻和繞線的混合式結(jié)構(gòu)，轉(zhuǎn)子虛擬槽數(shù)為84槽，實(shí)際槽數(shù)為72槽，其每相具體槽號(hào)分布如圖3和圖4所示。

圖3 不同轉(zhuǎn)子繞組結(jié)構(gòu)電機(jī)模型Fig.3 Motor models with different rotor windings

圖4 不同繞組結(jié)構(gòu)排布圖Fig.4 Layout diagram of different windings

由于基于齒諧波原理設(shè)計(jì)的轉(zhuǎn)子槽擴(kuò)展后會(huì)導(dǎo)致基波繞組系數(shù)降低，為提高繞組系數(shù)，通常選用舍棄部分槽號(hào)的設(shè)計(jì)方法，丟棄某些邊緣槽號(hào)后，部分繞組磁動(dòng)勢(shì)會(huì)相互抵消[11]，因此，為了提高導(dǎo)體利用率及綜合繞組系數(shù)，每相選用連續(xù)的9個(gè)槽號(hào),其中單層雙跨距繞組槽號(hào)選取原則為，確保其上下層邊和雙層齒諧波繞組沿中心線對(duì)稱分布時(shí)合理的選取跨距和槽號(hào)，奇數(shù)槽和偶數(shù)槽在電機(jī)轉(zhuǎn)子槽中的分布如圖3所示。

依據(jù)上述原理，設(shè)計(jì)的無刷雙饋電機(jī)轉(zhuǎn)子繞組如圖4(a)所示，包括6個(gè)自閉合回路，其中A和D，B和E，C和F同相位，其中圖4(a)中虛線內(nèi)雙層齒諧波繞組跨距為12，每槽線圈數(shù)為5。單層雙短距繞組部分，點(diǎn)劃線內(nèi)跨距為9，線圈匝數(shù)為2，雙點(diǎn)劃線內(nèi)跨距為7，線圈匝數(shù)為2，這3種跨距線圈依次順接串聯(lián)后再做短路連接。

雙正弦繞組具體排布如圖4(b)所示，圖中上標(biāo)表示匝數(shù)，每槽線圈匝數(shù)依次為1,2,2,4,5,4,2,2,1按照正弦規(guī)律排布，每相選用連續(xù)的9個(gè)槽號(hào)然后自閉合短路連接。

其中雙正弦不等匝繞組匝數(shù)計(jì)算參閱了文獻(xiàn)[3]和文獻(xiàn)[5]的設(shè)計(jì)方法，多跨距復(fù)合式繞組匝數(shù)配合參閱了文獻(xiàn)[7]低諧波非等元件匝數(shù)計(jì)算方法，詳細(xì)推導(dǎo)過程本文不再贅述，其具體分布如圖4所示。

為驗(yàn)證多跨距復(fù)合式繞組的諧波特性，將如圖4(b)所示的雙正弦繞組作為對(duì)比，在保證兩套繞組匝數(shù)槽號(hào)相等的條件下，結(jié)合前節(jié)給出的多跨距繞組磁動(dòng)勢(shì)分析方法，以控制繞組4對(duì)極的基波磁動(dòng)勢(shì)為基準(zhǔn)波，則轉(zhuǎn)子多相合成的v對(duì)極諧波磁動(dòng)勢(shì)相對(duì)于基準(zhǔn)波的磁動(dòng)勢(shì)比值為

(12)

式中：F1表示基準(zhǔn)波的磁動(dòng)勢(shì)；Fvp表示v對(duì)極諧波的磁動(dòng)勢(shì)。

繞組各次諧波磁動(dòng)勢(shì)百分比含量及繞組系數(shù)分析結(jié)果如表1所示，其中合成磁勢(shì)百分比中相對(duì)于4對(duì)極基準(zhǔn)波旋轉(zhuǎn)方向的正向和反向分別用“+”和“-”表示。

表1 兩種轉(zhuǎn)子繞組結(jié)構(gòu)諧波分析結(jié)果對(duì)比

由表1可以看出正弦繞組的基波2/4對(duì)極的繞組系數(shù)較高，同時(shí)對(duì)高次齒諧波的抑制作用較為明顯，但與基波極對(duì)數(shù)相近的8和10對(duì)極的諧波較大，諧波抑制效果不明顯。復(fù)合式多跨距繞組雖然基波繞組系數(shù)相較于雙正弦繞組稍低，但與基波極對(duì)數(shù)相近的8/10對(duì)極諧波得到了有效的抑制，同時(shí)對(duì)高次齒諧波的抑制作用也較為明顯，最大諧波含量控制在3.4%以下，整體諧波含量較低。

4 性能對(duì)比分析

無刷雙饋電機(jī)參數(shù)如表2所示，其中電壓/電流大小均為有效值，根據(jù)電機(jī)參數(shù)建立的Maxwell有限元模型如圖5所示，控制繞組為雙層繞組跨距為8，功率繞組為單層繞組跨距為15，其中功率繞組采用角接，控制繞組采用Y接方式。

表2 無刷雙饋電機(jī)主要參數(shù)

圖5 無刷雙饋電機(jī)有限元模型Fig.5 Finite element model of brushless doubly-fed machine

為了分析不同繞組結(jié)構(gòu)的無刷雙饋發(fā)電機(jī)在不同工況下的發(fā)電性能，同時(shí)為保證電機(jī)恒壓恒頻發(fā)電，對(duì)功率繞組端接450 kW負(fù)載下進(jìn)行有限元仿真分析，同時(shí)控制繞組側(cè)接三相電壓源激勵(lì)，其中控制繞組、功率繞組和轉(zhuǎn)子繞組均通過外電路施加激勵(lì)。

無刷雙饋電機(jī)在不同工況下運(yùn)行時(shí)，除控制繞組所加電壓和頻率不同外，不同工況下的運(yùn)行特性相似，避免贅述本文僅以超同步600 r/min為例，對(duì)比分析電機(jī)在不同繞組結(jié)構(gòu)下的發(fā)電性能。

4.1 發(fā)電電壓諧波及輸出功率分析

輸出功率及諧波含量的大小是衡量電機(jī)性能的重要指標(biāo)，利用有限元法對(duì)不同結(jié)構(gòu)的電機(jī)輸出功率及發(fā)電電壓諧波進(jìn)行分析，為保證結(jié)果可信，在保證定子結(jié)構(gòu)，勵(lì)磁電壓和負(fù)載完全相同的情況下進(jìn)行對(duì)比分析。此時(shí)無刷雙饋電機(jī)控制繞組勵(lì)磁相電壓126.8 V，轉(zhuǎn)速600 r/min，頻率10 Hz，功率繞組側(cè)帶0.32 Ω純電阻負(fù)載。

不同轉(zhuǎn)子繞組結(jié)構(gòu)下的發(fā)電電壓波形和諧波分析如圖6所示。電機(jī)作為發(fā)電機(jī)運(yùn)行時(shí)對(duì)于功率繞組的電壓輸出波形要求較高，電壓總畸變率是檢驗(yàn)發(fā)電電壓波形好壞的重要指標(biāo)，電壓總畸變率為

圖6 不同條件下功率繞組線電壓波形及諧波分析Fig.6 Line voltage waveform and harmonic analysis of power winding under different working conditions

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式中:Un為第n次諧波電壓有效值；U1為基波電壓有效值。

轉(zhuǎn)子結(jié)構(gòu)分別采用基于混合式轉(zhuǎn)子的復(fù)合式多跨距繞組結(jié)構(gòu)的電機(jī)和普通繞線雙正弦繞組電機(jī)的對(duì)比分析，線電壓諧波情況如圖6所示，雙正弦繞組電機(jī)功率繞組側(cè)5、7、11和13次諧波百分比分別為1.50%、1.04%、0.47%和1.05%，其電壓總畸變率為2.16%。多跨距復(fù)合式繞組結(jié)構(gòu)的電機(jī)對(duì)應(yīng)于不同頻率下的諧波百分比分別為1.00%、0.95%、0.38%和0.95%，其電壓總畸變率為1.72%。由圖6可知，多跨距復(fù)合式繞組電機(jī)發(fā)電電壓的諧波含量小，正弦性較好；雙正弦繞組電機(jī)發(fā)電電壓諧波含量較高，同等勵(lì)磁電壓條件下，其功率繞組發(fā)出頻率為50Hz的線電壓有效值僅317 V。

不同轉(zhuǎn)子結(jié)構(gòu)下的電機(jī)功率繞組側(cè)輸出的三相瞬時(shí)功率如圖7所示，由圖7中不同繞組結(jié)構(gòu)下的瞬時(shí)有功功率，可以計(jì)算出多跨距復(fù)合式繞組三相瞬時(shí)功率平均值為448.2 kW，雙正弦繞組瞬時(shí)功率平均值為308.4 kW，同等勵(lì)磁條件下基于混合式的多跨距繞組結(jié)構(gòu)的電機(jī)相較于普通雙正弦結(jié)構(gòu)的電機(jī)輸出功率約增加31.2%。可知在控制繞組給定相同勵(lì)磁電壓情況下，新繞組結(jié)構(gòu)電機(jī)比普通雙正弦繞組電機(jī)輸出功率更高。

圖7 不同轉(zhuǎn)子繞組結(jié)構(gòu)的電機(jī)輸出功率對(duì)比Fig.7 Comparison of output power of motor with different rotor windings

4.2 磁場(chǎng)分布及氣隙諧波對(duì)比分析

為研究不同轉(zhuǎn)子繞組結(jié)構(gòu)對(duì)電機(jī)性能的影響，在定子側(cè)結(jié)構(gòu)完全相同，控制繞組通相等勵(lì)磁電壓的情況下，采用場(chǎng)路耦合有限元分析方法，分別對(duì)轉(zhuǎn)子采用基于混合式轉(zhuǎn)子結(jié)構(gòu)的多跨距繞組電機(jī)和普通繞線雙正弦繞組結(jié)構(gòu)的電機(jī)進(jìn)行對(duì)比分析。

普通繞線轉(zhuǎn)子結(jié)構(gòu)的無刷雙饋電機(jī)由于其轉(zhuǎn)子繞組能夠同時(shí)感應(yīng)出兩種不同極對(duì)數(shù)的磁動(dòng)勢(shì)，使得無刷雙饋電機(jī)內(nèi)部的磁場(chǎng)關(guān)系非常復(fù)雜，相較于普通異步電機(jī)，無刷雙饋電機(jī)的磁場(chǎng)分布不具有明顯的固定極對(duì)數(shù)，磁力線無固定形狀。提出的磁阻繞線混合式轉(zhuǎn)子結(jié)構(gòu)，由于特殊的設(shè)計(jì)，磁力線分布沿著外凸極規(guī)定的方向，其內(nèi)部磁力線分布較為規(guī)則，新型轉(zhuǎn)子結(jié)構(gòu)對(duì)電機(jī)磁力線分布具有引導(dǎo)作用。

不同轉(zhuǎn)子繞組結(jié)構(gòu)的無刷雙饋電機(jī)氣隙磁密曲線如圖8(a)和8(b)所示，由圖8和圖9可知無刷雙饋電機(jī)相較于普通異步電機(jī)，其氣隙中諧波較為豐富，這是由于無刷雙饋電機(jī)內(nèi)部同時(shí)存在著多種頻率的激勵(lì)源以及轉(zhuǎn)子繞組中同時(shí)存在著不同極對(duì)數(shù)的磁動(dòng)勢(shì)，導(dǎo)致無刷雙饋電機(jī)氣隙諧波較大，這也是磁場(chǎng)調(diào)制電機(jī)的特點(diǎn)。

圖8 不同繞組結(jié)構(gòu)下電機(jī)氣隙磁密分析Fig.8 Magnetic density analysis of air gap of motor with different winding structures

由圖9電機(jī)氣隙磁密快速傅里葉結(jié)果可以看出，給出的多跨距復(fù)合式繞組對(duì)于與主要基波極對(duì)數(shù)2/4對(duì)極相近的8/10對(duì)極諧波削弱明顯，采用普通雙正弦繞組設(shè)計(jì)的轉(zhuǎn)子結(jié)構(gòu)，氣隙中8/10對(duì)極諧波較大分別為0.06 T和0.25 T，其諧波磁動(dòng)勢(shì)占4對(duì)極磁動(dòng)勢(shì)的比值為10.2%和42.1%。混合式多跨距轉(zhuǎn)子結(jié)構(gòu)中8/10對(duì)極諧波分別為0.05 T和0.06 T，其諧波磁動(dòng)勢(shì)占4對(duì)極磁動(dòng)勢(shì)的比值為8.4%和11.5%，可見新繞組結(jié)構(gòu)對(duì)于與主要基波極對(duì)數(shù)相近的諧波削弱效果明顯，這一點(diǎn)與前節(jié)理論分析一致，理論計(jì)算和仿真結(jié)果與文獻(xiàn)[4]基于混合式轉(zhuǎn)子設(shè)計(jì)的無刷雙饋電機(jī)以及文獻(xiàn)[16]基于多層轉(zhuǎn)子繞組設(shè)計(jì)的無刷雙饋電機(jī)的實(shí)驗(yàn)結(jié)果一致，驗(yàn)證了結(jié)果的正確性以及新型轉(zhuǎn)子結(jié)構(gòu)的電機(jī)性能在輸出電壓、輸出功率和效率方面較為優(yōu)越。

圖9 不同轉(zhuǎn)子繞組結(jié)構(gòu)下氣隙磁密諧波分析Fig.9 Harmonic analysis of air gap flux density under different rotor winding structures

同時(shí)給出的新型的磁阻繞線混合式轉(zhuǎn)子結(jié)構(gòu)，由于特殊的結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)，基波主要極對(duì)數(shù)2對(duì)極相較于普通繞線轉(zhuǎn)子電機(jī)有明顯的增強(qiáng)，由圖9可以看出雙正弦繞組電機(jī)2對(duì)極氣隙磁密幅值占4對(duì)極氣隙磁密幅值的33.5%，設(shè)計(jì)的新型繞組結(jié)構(gòu)電機(jī)這一比例為45.5%，可以看出提出的新型轉(zhuǎn)子繞組結(jié)構(gòu)相對(duì)于普通雙正弦轉(zhuǎn)子繞組結(jié)構(gòu)能較好地增強(qiáng)無刷雙饋電機(jī)的轉(zhuǎn)子調(diào)制能力。

5 結(jié) 論

針對(duì)無刷雙饋電機(jī)諧波含量大，效率低的問題，本文提出了一種基于混合式轉(zhuǎn)子結(jié)構(gòu)的多跨距復(fù)合式轉(zhuǎn)子繞組設(shè)計(jì)方案，該結(jié)構(gòu)能有效的解決無刷雙饋電機(jī)導(dǎo)體利用率低，諧波含量大問題。

本文對(duì)多跨距復(fù)合式轉(zhuǎn)子繞組結(jié)構(gòu)的原理、設(shè)計(jì)步驟和規(guī)律進(jìn)行了說明，并結(jié)合具體的示例進(jìn)行了相關(guān)分析。同時(shí)與雙正弦轉(zhuǎn)子繞組進(jìn)行了對(duì)比分析，結(jié)果表明該繞組結(jié)構(gòu)的無刷雙饋電機(jī)能有效的削弱與主要基波極對(duì)數(shù)相近的諧波含量，增強(qiáng)無刷雙饋電機(jī)轉(zhuǎn)子調(diào)制能力。

通過場(chǎng)路耦合有限元計(jì)算對(duì)比分析了在同等勵(lì)磁電壓條件下電機(jī)的諧波含量以及功率特性，結(jié)果證實(shí)了該繞組結(jié)構(gòu)的電機(jī)具有輸出功率大，諧波含量低，效率高的特點(diǎn)。