適用于無源網絡的模塊化多電平柔性直流啟動控制研究

周東游，郝正航，唐文博，劉 涵

(貴州大學電氣工程學院，貴州 貴陽 550000)

0 引言

模塊化多電平換流器(MMC)是近年來國內外眾多學者和工程人員研究的熱點。國外專家目前研究熱點主要集中在電容電壓均衡策略以及換流器橋臂的二陪頻換流抑制上，對于向無源網絡供電的研究較少。本文主要依據MMC在海島輸電，城市和孤島供電及大范圍分布式DG接入的優點進行研究。由于MMC的拓撲結構的改變，常規的兩電平VSC的控制也不能完全適用。文獻[1-2]對MMC的運行以及發展前景作出了明確的介紹。文獻[3]提出了坐標變換和dq解耦的控制辦法。文獻[4]提出了一種橋臂能量均分控制和電容電壓穩壓控制。文獻[5]提出了一種電網電壓不平衡時的MMC無差拍直接功率控制，其優點是省略了電流內環控制，從而規避了多個PI的調節，使控制速度大幅上升。但是應用范圍收到了限制，僅在電網電壓不平衡時具有較好的效果。文獻[6]提出了一種基于傳感器的控制策略，但是增加了系統的投資和對測量元件的依賴。文獻[7]提出了一種通過逐步遞減投入子模塊個數的直流側主動充電策略，該方法實現了無緣端換流閥從不控預充電到解鎖投入正常運行的平滑過渡，但是子模塊頻繁的投入和切除又增加了器件的損耗。文獻[8]從換流器橋臂功率脈動與能量脈動角度,結合子模塊電壓紋波系數,對其子模塊電容參數進行合理設計。文獻[9]提出了基于電壓斜率控制的充電策略以避免產生換流器輸出過流，但是帶斜率控制的定電圧既能夠使換流器解鎖時產生較小的沖擊電流，同時也能在抬升直流電壓時起到減小電壓波動的作用。文獻[10]設計了一種通過環流抑制的方法來解決電容電壓波動的問題，但是控制策略較為復雜。文獻[11]提出了一種基于MMC內部換流的二次分量來抑制電容電壓波動，從而引入了PR(準比例諧振控制)，但是其根本的數學模型僅是基于上下橋臂子模塊的，不具備系統性。文獻[12]提出一種基于負向電流支路部分子模塊切除的可控充電策略，但是主要用于全橋子模塊和半橋子模塊混合的電路中，并且啟動速度不佳。

1 換流站自勵啟動的原理

啟動初期IGBT缺乏必須的能量而無法觸發，處于閉鎖狀態。其一個橋臂的電氣特性和該橋臂中任意一個子模塊的電氣特性一致，對于閉鎖狀態下的任意子模塊，定義其電壓usm和電流ism的正方向由A到B，閉鎖狀態下的等效電路與其電流方向密切相關，當電流為正時，子模塊處于充電階段，當電流為負時，子模塊處于旁路狀態對外等效為短路,如圖1所示。

圖1 子模塊閉鎖時等效圖

先以直流側開路的MMC做簡要的分析[13-14]，三相上橋臂依次編號為1,3,5，三相下橋臂依次編號為4,6,2。如圖2所示。

圖2 直流側開路的MMC等效圖

并且定義電流正方向是從上到下。仍然采用傳統的直流輸電換流理論對線電壓過零點的定義對直流開路側MMC做簡要的分析，即usa超過usc的相交點為C1，usb超過usc的相交點為C2，如圖3所示。

圖3 直流側開路的MMC線電壓波形圖

實際上對于橋臂5充電的時間是從C1到C5的時間段。只要Epc在任意時刻大于upc橋臂5就會充電，其電容電壓將會進一步上升，可以推斷，隨著充電時間的增加，橋臂5上的電壓會越來越大，直到Epc在任意時刻都不大于upc時充電結束，橋臂5上的電壓必將等于Epc的最大值，即交流線電壓的幅值，根據數學公式的推導不可控充電階段的充電率可以達到71%,到器充電的充電率大概為35%到37%[15-16]。

2 產生沖擊電流的數學機理

目前系統預充電常采用抬升直流電壓到額定值后再解鎖從站，根據如下的數學推導發現依舊會產生沖擊電流[17]，具體如下：電流不控充電的等效電路圖如圖4所示，電流不控充電時系統交流電壓加在直流正負極之間，當不控充電結束時，橋臂電壓幾乎等于閥側交流電壓的峰值，橋臂充電電流為0，所以

圖4 電流不控充電的等效圖

(1)

式中Usa，Usb——交流線路的其中兩相的電壓;

Uca，Ucb——橋臂的電壓，當不控充電結束時，有交流線電壓峰值等于橋臂電壓即：Usj=Ucj(j取a,b,c)主站解鎖后，上下橋臂按正常調制規律導通，投入子模塊個數按電壓調制比生成可得[18]

(2)

Usm——充電過程中各個子模塊電容電壓實時值;

n——單個橋臂總模塊數;

圖5 MMC-HVDC系統直流等效圖

由圖5可得

(3)

在不考慮冗余保護下，主換流站解鎖瞬間有：Udc=Upj+Unj，Upj為上橋臂電壓，Upj為下橋臂電壓，又MMC電流平均分配原則可得主站上下橋臂的電流為[19]

(4)

若主站解鎖后直接將直流電壓抬升至額定值Udcn,則定直流電壓控制的換流器的電壓高于另一側，會產生一定的沖擊電流[20]，使得從站的換流器電容充電，到達穩定時解鎖從站，則必有Upj+Unj

3 無源啟動方式的改進策略

MMC-HVDC向無源網絡供電的結構圖如圖6所示，與有源網絡相連的MMC作為整流側，受端MMC與無源網絡相連，工作在逆變方式下，為無源網絡提供有功和無功。

圖6 MMC-HVDC向無源網絡供電結構圖

3.1 一種無源預充電解鎖順序的改進

3.2 一種帶斜率的定直流電壓控制改進

圖7 帶斜率的定直流電壓控制結構圖

假設整流側控制器定直流電壓給出的斜率為K，整流站在0.1 s解鎖,由帶斜率控制的定直流電壓控制繼續給子模塊電容充電，此時的子模塊電容電壓為:U0=GV0，U0(t)=GV0+KtV0

其中G為電容電壓標幺值，V0為系統穩定后的子模塊電容電壓額定值，則單個的子模塊隨時間的電壓增量為

(5)

UZ=U0(t)-U0

(6)

每個橋臂包含20個子模塊，兩端MMC中共12個橋臂，每個子模塊中含有一個電容，則總的儲能增量為

(7)

為了防止逆變側解鎖時功率振蕩，W必須小于交流系統對逆變側傳送的功率即

(8)

式中Uph，iph——交流系統能流過的最大相電壓，相電流峰值。

作為啟動控制，啟動的時間也尤其關鍵，即在選取K值時，既要兼顧實際效果，也要兼顧啟動的時間和避免產生振蕩。

4 仿真與驗證

在Simulink中搭建兩端的MMC—HVDC模型，一端為無源網絡，模型采用最近電平逼近，電容電壓平衡控制為：排序算法。有源側MMC采用帶斜率控制的定直流電壓控制，無源側采用定交流電壓幅值和頻率控制，有源側交流電壓為10 kV，額定容量為100 MVA,有源側電阻為0.45 Ω，變壓器一次側采用三角形接法，二次側采用星型接法，無源側電阻為10 Ω，直流母線額定電壓為22 kV，子模塊個數為20個，橋臂電感為：10e-3。

不采用解鎖順序改進策略和不加入帶斜率控制的定直流電壓控制時：0.04 s解鎖有源側MMC，并抬升直流電壓到額定值，0.2 s解鎖從站MMC，仿真波形圖如圖8(a)(c)(e)所示。

采用逆變側解鎖順序改進策略和加入帶斜率控制的定直流電壓控制后。其中相關的仿真波形圖如圖8(b)(d)(f)所示，其中圖8(g)為改進前后整流側直流電壓對比圖。

從圖8(a)可看出，0.2 s解鎖從站瞬間產生了1 300 A的沖擊電流，過大的沖擊電流對系統的穩定產生了較大的威脅，圖8(b)為改進了解鎖順序后逆變側解鎖瞬間沖擊電流為1 000 A，相比改進前的1 300 A降低了300 A。降低了系統的安全隱患和減低了系統制造成本。圖8(c),(e)分別為整流側閥側的交流電流和交流電壓。圖8(d),(f)為改進后的整流側閥側的交流電流和交流電壓，對比可知在采用了改進策略后對整流側閥側的交流電流和交流電壓未產生負影響。從圖8(g)改進前波形可看出改進前整流側的直流電壓在1 s時產生了較大的電壓波動，峰值波動電壓達到21.5 kV隨后又降到接近19 kV,電壓降達到2 500 V,并且直流電壓2.1 s后才達到額定值，系統到達穩定所需時間較長。由圖8(g)改進后波形圖可知改進后的整流側直流電壓在1s時的電壓波動從19.5 kV到18.5 kV波動幅度為1 000 V，相比于改進前的波動2 500 V，下降了1 500 V。并且直流電壓達到額定值只需要1.4 s,比較未改進前的2.1 s快了0.7 s,而且隨著斜率k值不斷地靠近理想值，電壓的波動將更小，啟動的時間也將更短。

圖8 改進前后的MMC-HVDC的啟動控制波形圖

5 結論

本文針對兩端MMC—HVDC的無源啟動問題展開研究，將MMC—HVDC的預充電階段分為不控充電階段和可控充電階段，分析了逆變側解鎖瞬間產生沖擊電流的數學機理，改進了換流站解鎖順序，使得逆變側解鎖瞬間的沖擊電流大幅度降低。改進了整流側定直流電壓控制，減少了直流電壓抬升過程中的電壓波動較大的問題，減少了系統達到穩定的時間。并在Simulink中搭建兩端MMC—HVDC系統(一端為無源)模型進行仿真驗證，根據實驗仿真結果證實了上訴改進方案的可行性。