柵射極并聯電容對大功率IGBT開通過程的影響*

姜龍飛

（1 中國鐵道科學研究院集團有限公司 機車車輛研究所，北京100081；2 北京縱橫機電科技有限公司，北京100094）

絕緣型雙極型晶體管（IGBT）正廣泛的應用于中國高速動車組，與傳統的電力晶體管（GTR）相比，其飽和壓降更低，開關損耗小；輸入阻抗高，輸入特性與電力MOSFET類似，同電壓電流情況下安全工作區區域更寬，具有更高的可靠性［1］。

高壓大功率IGBT相比普通低壓小功率IGBT而言，前者最典型的特點為輸入電容更大，也就是說，要想滿足一定的開關速度，其需要的柵極電阻更小，柵極峰值電流更大，進而能夠快速的對柵極電容充放電，降低IGBT的開通損耗，但是在低柵極電阻的情況下，高的集電極電流變化率易導致IGBT模塊在短路時超過其安全工作區而損壞［2］。

文獻［3］分析了柵極電阻對IGBT開關過程中的影響，指出門極電阻的減少能夠降低IGBT的開通損耗，但是會產生更高的dic/dt，單純改變柵極電阻往往無法做到既優化開關特性又降低開通損耗，文獻［3］指出在柵射極并聯電容可以平衡這一對矛盾體，但是未針對這一對矛盾體的影響展開詳細說明。

常規的中高壓大功率IGBT往往通過引線式連接對應的驅動板，因此不可避免的引入了柵極引線電感［4］，柵極引線電感與柵極電阻串聯，文獻［3］指出，IGBT柵射極為容性結構，在IGBT開通過程中，柵極引線電感會阻礙柵射極電容的充電，在雙極性柵極驅動模式下，在未達到閾值電壓之前，柵極電流便會達到最大，此時柵極被逐漸增大的電流充電，相比低柵極電感的情況，其開通的速度更快，開通損耗更低。由于柵極引線電感的影響，柵射極并聯外接電容實際上存在2種模式。

文中詳細分析了柵射極并聯電容2種模式下對IGBT動態特性的影響，指出2種模式下影響開通過程的原理不一致，并與無柵射極電容的模式進行對比，分析了2種模式的優缺點，最后搭建了雙脈沖試驗臺，通過試驗驗證了分析的正確性，為IGBT的工程化應用提供參考。

1 IGBT開通過程動態分析

無并聯電容模式下IGBT的開通過程如圖1所示，其中IGBT驅動簡化電路如圖1（a）所示，無并聯電容模式下IGBT開通過程的主要波形如圖1（b）所示，由圖1（b）所知，其開通過程可以分成4個階段進行分析［5］：

圖1 無并聯電容模式IGBT開通過程

階段一［t0~t1］，柵極電壓由驅動負電壓Vee升為開通閾值電壓VGE（th），此時集電極電流為0，因此柵極電流iG只給寄生電感Lg與柵射極寄生電容CGE充電，柵集極寄生電容CGC不參與充電過程，在t1時刻，柵極電壓達到開通閾值電壓VGE（th），由此可得關系式為式（1）：

式中：VGE（th）為開通閾值電壓，td（on）為開通延時。由式（1）可知，IGBT的開通延時受柵射極寄生電容CGE影響。

階段二［t1~t2］，此階段集電極電流iC由0增大，隨著vCE電壓降低，柵極電流iG給柵射極電容CGE與柵集極電容CGC充電，柵極電流iG降低，柵極電壓vGE繼續增大至密勒平臺電壓Vmiller。由此可得式（2）~式（5）：

式中：gm為IGBT的跨導。為分析方便，忽略寄生電感上的壓降，將式（2）~式（5）簡化可得式（6）：

式中：Cies為輸入電容，其為柵射極電容CGE與柵集極電容CGC電容的等效之和，由式（6）可知，集電極電流變化率dic/dt受柵射極電容CGE與柵集極電容CGC電容的共同影響。

階段三［t2~t3］，該階段主要給柵集極電容CGC反向充電，柵極電壓vGE維持在密勒平臺電壓保持不變，集電極電流iC保持不變，此時集射極電壓vCE變化主要由于柵集極電壓vGC變化導致，由此可得集射極電壓變化率為式（7）：

式中：vGC為柵集極電壓，Vmiller為密勒平臺電壓。

階段四［t3~t4］，此階段柵極電容繼續上升至驅動正電壓Vcc，集射極電壓vCE達到IGBT飽和壓降，開通過程結束。

通過對IGBT開通過程的分析可知，柵射極寄生電容CGE不僅僅影響導通延時，而且影響集電極變化率。

2 柵射極并聯電容對IGBT開通過程的影響

2.1 GE端子直接并聯電容模式

常見的柵射極并聯電容主要是2種方式，一種是通過適配板直接并聯在柵射極GE的端子上，一種是直接在驅動板上GE接線端子上并聯電容，GE端子并聯電容模式IGBT開通過程如圖2所示。對于第一種情況，由于外接電容直接并聯在模塊GE端子兩側，IGBT模塊驅動簡化電路如圖2（a）所示。

GE端子并聯電容模式的IGBT開通主要波形如圖2（b）所示。由圖2（b）所知，其開通過程也分為4個階段，與無并聯電容模式比較，其主要影響開通過程的前2個階段：

圖2 GE端子并聯電容模式IGBT開通過程

階段一［t0~t1］，柵極電壓由驅動負電壓Vee升為開通閾值電壓VGE（th），此時集電極電流為0，因此柵極電流iG僅僅給給寄生電感Lg與柵射極等效電容CGE-Y充電，柵集極寄生電容CGC不參與充電過程，在t1時刻，柵極電壓達到開通閾值電壓VGE（th），由此可得關系式為式（8）：

由式（8）可知，相比無并聯電容模式而言，因為CGE-Y為柵射極寄生電容與外接電容并聯，并聯電容CGE-Y更大，因此該模式下開通延時更大。

階段二［t1~t2］，此階段集電極電流iC由0增大，隨著vCE電壓降低，柵極電流iG給柵射極電容CGE-Y與柵集極電容CGC充電，柵極電流iG降低，柵極電壓繼續增大至密勒平臺電壓Vmiller。由式（6）可知，其他條件一定的情況下，輸入電容越大，其集電極電流變化率越小，由于并聯外接電容，所以輸入電容變大，因此其集電極電流變化率相比無電容的模式減小。

通過對GE端子并聯電容模式的IGBT開通過程的分析可知，并聯電容實際上增大了IGBT的輸入電容，最終導致開通延時增大，集電極電流變化變慢。

2.2 驅動板并聯電容模式

相比無并聯電容的模式而言，由于柵極引線電感的存在，當板卡上外接并聯電容時，驅動板并聯電容模式的IGBT開通過程如圖3所示，圖1（a）的簡化電路變為如圖3（a）所示的簡化電路。

圖3 驅動板并聯電容模式IGBT開通過程

驅動板并聯電容模式下的IGBT開通主要波形如圖3（b）所示，與無電容模式比較，其主要影響開通的前2個階段。

階段一［t0~t1］，因為CGE-Z的存在，柵極電流iG電流需要分出iC-Z用于電容CGE-Z的充電，對于階段一，滿足的關系為式（9）：

式中：iC-Z為流過并聯電容CGE-Z的電流。由式（9）可知，相比無電容的模式，流過IGBT模塊的柵極電流iG變小。

在t1時刻，滿足的關系為式（10）：

由式（10）可知，其他條件不變的情況下，相比無并聯電容情況，因為柵極電流iG變小，使得驅動板上并聯電容模式的導通延時更大。

階段二［t1~t2］，忽略Lg上的壓降，簡化公式可得式（11）：

由式（11）所知，相比無并聯電容的情況，因為iC-Z分流的原因使得集電極電流變化率dic/dt變小。

通過對驅動板并聯電容模式的IGBT開通過程的分析可知，并聯電容并不影響IGBT模塊的輸入電容，主要通過將柵極電流分流導致延時增大，集電極電流變化更慢。

3 試驗結果

搭建了適用于中高壓IGBT測試的雙脈沖測試臺，自主設計了適用于中高壓測試的驅動器，測試條件：輸入電壓Vin=1 800 V，集電極電流IC=1 500 A，可調電感設置為150μH。驅動板參數：導通電阻Ron=0.75Ω，Roff=3.2Ω，外接電容CGE=330 nF，試驗所選用的門控線均保持一致。

在同等測試條件下不同模式開通過程對比圖如圖4所示，無柵射極電容與在模塊GE端子上直接并聯電容模式對比圖如圖4（a）所示，由圖4（a）可知，模塊GE端子上直接并聯電容的開通延時td（on）更小，集電極電流變化率dic/dt更低，與理論分析一致；無柵射極電容與在驅動板并聯電容模式對比圖如圖4（b）所示，由圖4（b）可知，驅動板并聯電容模式的開通延時td（on）更小，集電極電流變化率dic/dt更低，與理論分析一致。

圖4 開通過程對比圖

在同等測試條件下，無柵射極電容、模塊GE端子直接并聯電容、驅動板并聯電容3種模式下的開通過程主要波形如圖5所示。柵極電流對比如圖5（a）所示，驅動板并聯電容模式因為并聯電容的分流導致柵極電流整體變低，進而影響了集電極電流變化率，而模塊GE端子上并聯電容模式增大了輸入電容，使得柵極電流給輸入電容充電的過程變緩，進而影響了集電極電流變化率，如圖5（b）所示，2種模式對集電極電流變化率影響的原理是不一致的。

圖5 3種模式下開通過程主要波形對比

3種模式下開通測試數據見表1，由測試數據可知，GE端子并聯電容模式能顯著降低集電極電流變化率dic/dt，驅動板并聯電容模式雖然能降低集電極電流變化率，但是降低不明顯，且開通損耗增加過大，因此在損耗要求高的場合，應盡量采用GE端子并聯電容的模式。

表1 3種模式下開通測試數據

4 結束語

文中詳細分析了并聯柵射極電容2種模式對IGBT模塊開通過程的影響，指出2種模式對集電極電流變化率影響的原理是不一致的。相比無柵射極電容的模式而言，GE端子并聯電容模式與驅動板并聯電容模式均能導致導通延時增加，集電極電流變化率降低，但是GE端子并聯電容模式能顯著降低集電極電流變化率，驅動板并聯電容模式雖然能降低集電極電流變化率，但是降低不明顯，且會大幅度增加開通損耗。最后搭建了雙脈沖試驗臺，通過試驗驗證了分析的正確性。