三電平NPC 逆變器的SHEPWM 和DPWM 切換策略研究

王紅斌，劉成柱，吳 龍，葛廣林，袁 帥，劉京斗

( 1. 北京電力設備總廠有限公司，北京 102401；2. 中國能源建設集團有限公司工程研究院，北京 100022；3. 北京交通大學，北京 100044)

0 引言

光伏逆變器等新能源發電裝置的額定功率越來越大，中壓大功率逆變器成為近年來研究的熱點。與兩電平逆變器相比，三電平NPC逆變器具有較高的輸出波形質量和電壓輸出能力以及較低的dv/dt等優點[1]，在大功率變流器中得到日益廣泛的關注。隨著電壓電流等級的提高，功率器件的開關損耗也隨之升高。為了降低損耗[2]，開關頻率通常低于1 kHz[3]。三電平中壓大功率逆變器開關頻率低，使用傳統的SPWM調制輸出電壓電流含有較多低次諧波，會讓濾波器設計變得困難。中點電位不平衡會導致交流輸出電壓中產生低次諧波，影響電能質量和系統效率。因此，中點電位平衡的控制算法是多電平逆變器的重要研究方向之一。

文獻[4]引入三次諧波控制方程和脈沖電壓波動權值系數，對傳統SHEPWM策略進行了改進，重構了傅里葉方程組，具有更好的中點電壓波動抑制效果，但沒有考慮抑制中點電位偏移，不具備平衡能力。文獻[5]分析了SHEPWM調制策略的中點電位波動規律后，研究了矢量替換的中點平衡控制方案，采用了小矢量替換方法，不改變消除諧波的特性，且穩態和動態條件下都可應用，但會增加開關頻率和損耗。文獻[6]提出了基于三次諧波定量控制的改進SHEPWM方法，通過引入三次諧波控制方程重構SHEPWM開關角求解方程，最大化程度抑制了中點電壓波動，但計算過程較為繁瑣復雜。文獻[7]采用斷續脈寬調制策略可實現開關管在一個基波周期中一定區間內保持恒定電平，可降低開關損耗，對于大功率變流器比較適用，但該策略在低開關頻率時輸出電能質量較差。

為了保證更好的輸出電能質量，逆變器可采用SHEPWM調制。SHEPWM在低開關頻率下具有電能質量好的優點，但中點電位調節實現較為復雜，同時會升高開關頻率。為此，本文提出一種新的調制策略切換方法，正常工況下采用SHEPWM，當中點電位不平衡時，再切換到DPWM調制，在不改變開關頻率的基礎上完成中點電位調節。

1 SHEPWM與DPWM調制策略

三電平NPC逆變器主電路如圖1所示。每相橋臂有4個開關管，通過控制開關管規律地開通與關斷，每相橋臂可以輸出3種不同電平，分別為P、O和N。

圖1 三電平NPC逆變器主電路

三電平NPC逆變器SHEPWM調制策略的相電壓波形具有1/4周期對稱的特點，如圖2所示。

圖2 三電平NPC逆變器SHEPWM輸出相電壓波形

本文以開關頻率9 0 0 H z 展開研究。SHEPWM的開關角只計算前π/2，其中：α1，α2, …，α9為SHEPWM的開關角。此時有9個可控開關角，可以消除5、7、11、13、17、19、23和25次諧波。

定義調制度m為相電壓的基波幅值a1與直流側電壓Udc一半的比值：m=a1/(Udc/2)。簡化后，SHEPWM的消諧非線性方程組為：

用MATLAB優化工具包中FSOLVE函數求解非線性超越方程組(1)。根據不同的調制度m可求出一組關于m的開關角，計算m在0.60～1.15之間的開關角的解軌跡，如圖3所示。

圖3 開關角的解軌跡

圖4 三電平NPC逆變器PWM載波實現方式

DPWM1和DPWM3是兩種不同的DPWM調制策略，其零序注入分量如表1所示。在原始調制波注入對應零序分量[8]，生成新的三相調制波，再與相應的載波進行比較，從而生成對應的脈沖信號。圖5為疊加零序電壓后的調制波波形和載波比較產生DPWM波形。

圖5 DPWM波形

表1 DPWM零序注入分量

2 基于中點電位的切換策略

SHEPWM實現中點電位平衡調節較復雜，但它可以消除大部分低次諧波，使逆變器交流側電能質量更好；而單獨使用DPWM策略可調節中點電位波動，但交流側電能質量相對差一些，將這兩種策略結合起來則能達到更好效果。

正常情況下三電平N P C 逆變器采用SHEPWM調制，交流側輸出電能質量較好，中點電位最終會在0 V上下等幅波動，中點電壓三倍頻波動大小由主回路直流側電容參數決定，該調制策略對中點電位的波動幅值并無調節能力；當系統發生擾動之后，中點電位發生波動，當增大到一定程度時，使用小矢量替換方法可完成中點電位不平衡控制，但會增加開關頻率。因此，穩態情況下用SHEPWM本身不能對中點電位波動的大小進行控制；當出現擾動后，雖可控制中點電位的波動在一定范圍，但會增加系統的開關損耗。

DPWM1與DPWM3策略對中點電位起相反作用[9]，中點電位的調節可以用起相反作用的DPWM策略調節至平衡。在逆變工況下，本文根據DPWM1與DPWM3策略對中點電位起相反作用對中點電位偏差進行調節。

具體實現方法：①當系統中有明顯的中點電位偏移后，例如當中點電位平均值偏差小于設定的下限值時，調制策略由正常情況下的SHEPWM切換到DPWM1，通過DPWM1策略可把平均值迅速拉到0 V附近，當平均值大于0 V時切換到SHEPWM；②當系統的中點電位平均值偏差大于設定的上限值時，調制策略由正常情況下的SHEPWM切換到DPWM3，通過DPWM3策略可把平均值迅速拉到0 V附近，當電壓平均值偏差小于0 V時切換到SHEPWM，通過滯環思想完成了SHEPWM和DPWM策略切換，滯環切換流程如圖6所示。

圖6 SHEPWM與DPWM滯環切換流程圖

3 SHEPWM與DPWM功率器件損耗計算

大功率逆變器的損耗主要是開關器件損耗，由導通損耗和開關損耗構成。當三電平NPC逆變器處于逆變工況下，即功率因數cosφ>0，此時外管T1、T4損耗最大，其中，T1和T4互為對偶。以2.5 MW系統、交流側線電壓3 000 V、直流側電壓5 200 V為例進行計算，IGBT的技術參數及實際工作條件如表2所示。

表2 IGBT技術參數及實際工作條件

計算得到DPWM1、DPWM3和SHEPWM調制算法的開關管T1、T4最大損耗，計算結果如表3所示。

表3 不同調制算法下的開關管T1、T4最大損耗 W

本文提出的SHEPWM和DPWM在切換過程中整個系統開關管損耗介于單獨使用DPWM和SHEPWM的損耗之間。

4 仿真驗證

利用MATLAB軟件搭建2.5 MW三電平NPC逆變器帶電阻負載做仿真驗證，逆變器的主要參數如表4所示。逆變器經過LCL濾波器后接純電阻負載時負載側相電流波形、中點電位波動和狀態切換圖如圖7所示。

表4 逆變器主要參數

仿真從0.1 s開始加入中點電位平衡控制，當中點電壓偏差超過上下限值時進行中點電位不平衡控制。藍色曲線是中點電壓波動值，系統初始時采用SHEPWM調制，當電壓偏差小于下限設定值(-50 V)時，系統切換為DPWM1調制策略可使中點電位偏差上移，直至電壓偏差大于0 V后切回SHEPWM；當電壓偏差超過上限設定值(50 V)時切換為DPWM3策略可使中點電位偏差下移，直至電壓偏差小于0 V后切回SHEPWM。圖7中調節過程約為0.3 s，中點電位偏差可控制在上下限值之間。圖8、圖9和圖10分別是逆變器采用SHEPWM、DPWM1和DPWM3策略的橋臂輸出相電壓及線電壓波形。

圖7 中點電位波動、狀態切換圖和負載電流波形

圖8 逆變器采用SHEPWM策略橋臂輸出相電壓及線電壓波形

圖9 逆變器采用DPWM1策略橋臂輸出相電壓及線電壓波形

圖10 逆變器采用DPWM3策略橋臂輸出相電壓及線電壓波形

負載電流的傅里葉分析如表5所示。從表5可知，采用SHEPWM調制的電流總諧波畸變率(total harmonic distortion，THD)為0.62%，電流波形質量好，而采用DPWM1和DPWM3的電流THD值分別為4.61%和5.58%，低次諧波含量較多。

表5 負載電流傅里葉分析 %

5 結語

本文充分利用SHEPWM策略有較好的輸出電能質量和DPWM具有較強中點電位調節能力的優點，提出了三電平NPC逆變器低開關頻率下的SHEPWM和DPWM切換策略。當中點電位處于正常范圍內，采用SHEPWM實現較好的輸出電能質量；中點電位超過允許偏差時，依據偏差方向選取適當的DPWM策略實現中點電位控制。最后，通過MATLAB軟件對該切換策略進行了仿真計算，驗證了切換策略的正確性和有效性。