一種多模態準諧振DC/DC變換器

凌躍勝，酉家偉，田 銳，徐 海

(1.河北工業大學電氣工程學院省部共建電工裝備可靠性與智能化國家重點實驗室，天津 300130；2.河北工業大學電氣工程學院河北省電磁場與電器可靠性重點實驗室，天津 300130)

反激變換器結構簡單，成本低，易于控制，且能夠實現電氣隔離，在小功率場合得到廣泛應用。傳統反激變換器常用恒頻PWM 控制，開關方式為硬開關，開關頻率恒定，難以在負載大范圍變化時保持高效率。準諧振模態在開關管端電壓最小處使開關管導通，重載時能夠保持較高效率，但開關頻率隨負載減小而上升，輕載時效率較低[1-4]；固定導通時間模態開關頻率隨負載減小而減小，在輕載時效率較高，但在重載時開關管工作頻率過高，開關損耗大[5-6]；單一工作模態只能在某一負載范圍內具有較高效率，難以適應負載劇烈變化。為使變換器在負載大范圍變化時仍能保持較高效率，本文提出一種多模態準諧振DC/DC 變換器，在不增加主電路元件情況下，變換器工作模態隨負載變化而變化。當負載由滿載減小至空載時，變換器工作模態依次經歷準諧振模態、斷續模態、固定導通時間模態以及burst 模態。本文對多模態準諧振DC/DC 變換器工作原理以及不同工作模態進行分析，給出了變換器模態切換控制策略。試制一臺原理樣機，通過實驗驗證了多模態準諧振DC/DC 變換器的可行性。

1 變換器工作原理

1.1 變換器主電路

變換器主電路如圖1 所示，電路主拓撲為反激結構。圖2為電路工作狀態圖。

圖1 變換器主電路

圖2 電路工作狀態圖

t0～t1時段，開關管S1導通。輸入電源uin、勵磁電感Lm、開關管S1構成回路，輸入電源uin對勵磁電感Lm進行充電。開關管端電壓為0。輸出電容Co對負載RL進行供電。

t1～t2時段，開關管S1關斷，一次側電感能量傳遞至二次側，副邊二極管Ds導通，副邊導通，副邊線圈對電容Co充電，并為負載供電。副邊電流isec下降。

t2～t3時段，t2時刻副邊電流isec下降為0，開關管輸出電容Coss與變壓器勵磁電感Lm之間產生諧振，由于電路中元件并非理想元件，諧振經過一段時間后最終趨于穩定。

1.2 多模態工作分析

前文分析了變換器的工作原理，不同模態下變換器工作過程相似。圖3 為不同模態下波形圖。圖中(a)、(b)、(c)分別對應準諧振模態、斷續模態以及固定導通時間模態。utri為開關管觸發脈沖，uds為開關管端電壓。

圖3 多模態波形圖

準諧振模態：系統重載時，變換器工作于準諧振模態，準諧振模態波形圖如圖3(a)所示。當二次側電流isec下降為0后，一次側變壓器電感(主要為變壓器主電感Lm)與開關管輸出電容Coss之間發生諧振。

諧振頻率為：

以t2時刻為起點，開關管兩端電壓為：

式中：uin為輸入電壓；n為變壓器變比；α為衰減系數。

開關管端電壓隨時間變化而改變，當諧振經過半個周期后電壓到達波谷位置，開關管端電壓為：

開關管端電壓由t2時刻的uin+nuo下降為uin-nuo，開關管端電壓明顯下降，控制開關管在此時開通，開關損耗將大大減小，變換器效率得到明顯提升。

開關管開關周期為：

式中：T1為變壓器磁化時間；T2為變壓器去磁時間；T3為變壓器主電感與開關管輸出電容的諧振時間。

準諧振模態時，當負載減小時，變壓器磁化時間T1與去磁時間T2減小，變壓器主電感與開關管輸出電容之間諧振周期不變，與此對應的T3不變，因此在準諧振模態下開關頻率隨負載減小而增大。

斷續模態：隨著負載不斷減小，變換器由準諧振模態進入斷續模態，斷續模態下波形圖如圖3(b)所示，開關管仍舊在谷底位置開通。此時變換器開關頻率恒定，占空比隨負載減小而減小，通過改變占空比來調節輸出電壓。

固定導通時間模態：斷續模態之后隨著負載繼續減小，變換器進入固定導通時間模態，固定導通時間模態波形如圖3(c)所示，開關管在谷底位置開通，此時開關管開關頻率隨負載減小而減小，導通時間固定，通過改變開關頻率來調節輸出電壓。

Burst 模態：變換器在負載很輕或者空載時，變換器工作于Burst 模態，此時開關管工作時開關頻率固定在最小頻率fmin，開關管長期處于關斷狀態，開關損耗大大減小。

在多模態準諧振變換器設計過程中，變壓器電感的設計直接關系到變換器的整體性能[7]。首先計算變壓器一次側電流峰值：

式中：Pout為輸出功率；uinmin為輸入電壓最小值；Dmax為最大占空比；η為變換器效率。

變壓器主電感為：

式中：tonmax為最大導通時間。

開關損耗主要有兩部分構成[8]：一是開關過程中電壓電流重疊造成的交叉損耗PS1；二是開關容性損耗PS2。

式中：I為交叉點電流值；fsw為開關頻率。由上式可得兩類開關損耗均與開關管端電壓和開關頻率有關。

變換器由于具有多種工作模態，重載時，在準諧振模態下在開關管端電壓處于谷底時開通開關管，減小開關管端電壓uds，減小開關損耗，輕載時通過降低開關頻率，減小開關損耗。因此多模態準諧振DC/DC 變換器較傳統PWM 變換器能夠有效減小開關損耗。

2 控制策略

變換器各種模態之間的切換取決于負載大小，負載大小體現在輸出電壓。當負載變大時，輸出電壓降低；當負載減小時，輸出電壓升高。負載的大小轉化為輸出電壓大小，輸出電壓的微小變化經放大后控制模態切換。變換器控制回路如圖4 所示。

圖4 變換器控制回路示意圖

變換器采用電壓電流雙閉環控制并輔助谷底檢測。電壓電流雙閉環控制開關管的關斷，谷底檢測部分控制開關管的開通。通過輔助繞組檢測到開關管端電壓的谷底位置，并控制開關管在此位置開通，以減小開關損耗。電流iS1為流過開關管的電流，Vo為輸出電壓。輸出電壓與參考電壓進行比較后經過PI 環節得到電流參考值。開關管電流iS1與參考電流比較后得到復位信號。當開關管電流iS1大于電壓環確定的參考電流時關斷開關管。

當負載變大，輸出電壓下降時，由電壓外環確定的參考電流增大，開關管導通時間增加，關斷時間減小，輸入能量增加，使得輸出電壓回升；當負載減小，輸出電壓增大，由電壓外環確定的參考電流減小，開關管導通時間減小，關斷時間增大，輸入能量減小，使輸出電壓減小。

準諧振模態：該模態下開關管開關頻率隨負載減小而升高，由電壓外環確定的參考電流隨輸出電壓的變化而變化，參考電流不固定。

斷續模態：該模態為準諧振和固定導通時間模態之間的過渡狀態，當負載減小，變換器由準諧振模態向斷續模態過渡時，開關頻率不斷上升，進入斷續模態后開關頻率固定為fmax，通過調節占空比來調節輸出電壓。

固定導通時間模態：隨著負載不斷減小，輸出電壓變大，當進入固定導通時間模態后，由電壓外環整定的參考電流被限幅環節固定，不隨輸出電壓的增大而變化，因此開關管導通時間恒定，此時電壓外環主要負責改變頻率，當負載變化時通過調節開關管的開關頻率來調節輸出電壓，開關頻率隨負載減小而降低，最終下降至最小開關頻率fmin。

Burst 模態：該模態下參考電流仍舊為固定值，輸出電壓采用滯環控制，變換器間斷性工作。當輸出電壓過低時，變換器工作，此時開關頻率固定為fmin，工作一段時間后輸出電壓升高超過閾值變換器停止工作，開關管保持關斷狀態，關斷狀態甚至長達數分鐘。由此避免了傳統恒頻PWM 反激電源在空載時，開關管仍舊以固定頻率開斷造成開關損耗，以及RCD 不斷充放電使效率降低。

3 實驗驗證

為驗證理論的正確性，試制一臺24 V/2 A 的原理樣機，輸入電壓為200 V，反激變換器勵磁電感為Lm為1.2 mH，磁芯選用PC95 材質，匝比為4.5/1，開關管選用IPP60R074C6，電容C1和輸出濾波電容C0分別為20和10 μF。

圖5 為多模態準諧振DC/DC 變換器開關管端電壓波形圖及輸出電壓波形。輸出電壓均穩定在24 V 左右。圖5(a)為變換器工作在準諧振模態時開關管端電壓波形，開關管在第一個谷底處開通，多模態準諧振DC/DC 變換器處于準諧振模態，開關頻率為50 kHz。圖5(b)為變換器工作在斷續狀態下開關管波形圖，開關管在第二個谷底處開通，開關頻率為100 kHz。圖5(c)為變換器工作在固定導通時間模態時開關管端電壓波形，開關管仍舊在谷底處導通，開關頻率為70 kHz。圖5(d)為變換器在Burst 模態下的開關管端電壓波形圖，由圖可見開關管處于間斷工作狀態，大部分時間處于關斷狀態，工作時開關頻率為40 kHz，減小了開關損耗。

圖5 多模態開關管端電壓波形及輸出波形

圖6 為多模態準諧振DC/DC 變換器效率曲線。圖中對比了多模態準諧振DC/DC 變換器與傳統PWM 反激變換器的效率。由圖可知多模態準諧振DC/DC 變換器主要提高了輕載時的變換效率，在重載范圍內由于工作在準諧振模態，變換效率也有所提高。

圖6 效率對比曲線

4 結論

為解決反激電源在負荷大范圍變化時變換器效率低的問題，提出一種多模態準諧振DC/DC 變換器，通過引入多種工作模態，根據負載的變化切換工作模態，負載由滿載到空載，變換器依次工作在準諧振模態、斷續模態、固定導通時間模態以及Burst 模態，使得變換器在不同負載條件下均能獲得比較高的轉換效率。對多模態準諧振DC/DC變換器的工作原理、控制方法進行介紹，最后試制實驗樣機。實驗表明變換器能夠隨負載變化工作在不同工作模態，開關管能夠在谷底位置處開通，通過在重載時降低開關管兩端電壓以及輕載時降低開關頻率來減小開關損耗，使得變換器在輕載時效率得到明顯提升，驗證了多模態準諧振DC/DC變換器的可行性。