基于TPS61175 的BOOST 升壓及電荷泵倍壓電路設計

陳良洲，魯猛，陳有林

（華中科技大學機械學院，湖北武漢 430070）

雪崩光電二極管（APD）是一種基于強電場作用下的雪崩倍增效應而實現內增益的新型光敏元件，具有量子效率高、靈敏度高、線性工作范圍大、功耗低等優點，可應用于微弱光信號檢測、單光子探測、微光成像等領域[1-4]。APD 的倍增效應與其擊穿電壓和所施加的反向偏壓有關，并且不同的偏壓大小還決定著APD 的工作模式，包括普通二極管模式、線性模式和蓋革模式[5-6]，分別適用于不同的工作場合。以激光測距系統為例，為完成對激光回波信號的檢測，APD 所需反向偏壓通常在幾十伏到幾百伏之間，對于許多輸入電壓在12 V 以下并且要求輸出紋波小于10 mVpp 的光模塊中，該偏壓電源的設計成為一大難點。并且，APD 的擊穿電壓會隨著環境溫度的變化而變化[7-8]，因此要想使APD 保持穩定的增益，該偏壓電源還需具備動態調節功能。為解決上述問題，該文基于低壓芯片TPS61175 對該APD 偏壓電源進行了設計。

1 電路設計

1.1 基于TPS61175的BOOST電路拓撲

TPS61175是一款具有集成式3 A、40 V 電源開關的單片異步DC-DC 穩壓器，采用電流模式PWM 控制調節輸出電壓，可配置成BOOST、SEPIC 和隔離反激式等多種標準開關穩壓器拓撲，具有寬輸入電壓、高電源轉換率、過流限制等優點，被廣泛應用于功率轉換、工業電源系統等場合。

圖1 所示為TPS61175 內部結構圖及BOOST 轉換器拓撲，其工作原理為：PWM 控制器通過比較誤差放大器EA 輸出的誤差電流信號和電感電流采樣信號，以確定輸出PWM 信號的占空比，進而控制NMOS 開關管的通斷狀態。當N-MOS 開關管導通時，SW 引腳內部接地，電源電壓施加在電感L1兩端，隨著電感電流的增大而存儲能量。在此期間，負載電流由輸出電容C2提供。當電感電流增大到誤差放大器所設置的閾值水平時，PWM 控制器控制N-MOS管關閉，此時外部肖特基二極管D1 正向導通，電源能量以及電感所存儲能量將被用來補充輸出電容C2并同時提供負載電流。上述過程隨著PWM 的信號周期不斷重復進行。

圖1 TPS61175內部結構圖及BOOST轉換器拓撲

電阻R1、電容C4構成LC 濾波器，用以降低輸出電壓紋波，需注意的是，LC 濾波器應該放在分壓反饋電阻之后，否則可能會導致升壓環路反應過慢，進而導致較大的紋波或者損壞倍壓二極管。此外，在占空比大于50%的峰值電流模式控制中，為了避免固有的次諧波振蕩，需要進行斜坡補償[9-11]。因此，由TPS61175 內置振蕩器產生的斜坡補償信號與電感電流采樣信號疊加后，可用來提供斜坡補償。

1.2 電路設計與原理分析

根據數據手冊，TPS61175 的推薦限制輸出電壓為38 V，為實現更高的升壓效果，這里引入電荷泵倍壓整流電路[12-13]，其工作原理是利用二極管的單向導通特性，將電源電壓貯存在各個跨接的電容上，每個電容根據極性相加原理進行串接，可實現二倍壓、三倍壓甚至多倍壓的效果。這種電容型倍壓電路的優勢在于，無論升壓倍數有多大，在輸入電源上都不會出現過高的沖擊電壓，這樣就能采用低壓芯片設計出更高輸出電壓的電源。表1 給出了升壓電路的設計參數及指標，基于TPS61175 的BOOST 升壓及電荷泵倍壓電路如圖2 所示。

表1 設計參數及指標

在圖2 中，二極管D2～D7 構成四倍壓電路；電感L2、電容C9構成一級LC 濾波電路；電阻Rfreq用于設置開關頻率；電阻Rcomp和電容Ccomp、Ccomp1構成補償網絡，用以保證反饋回路的穩定性和最佳瞬態響應；輸出電壓經外部電阻Rfbt、Radj和Rfbb分壓后反饋到FB 引腳，并與內部1.229 V 基準電壓進行比較，用以調節輸出電壓，其調節關系為：

L1為升壓電感，其選擇將影響電路的穩態運行、暫態行為和回路穩定性，是升壓轉換器設計中最重要的組成部分之一。電感的選擇需考慮3 個重要參數：電感大小、直流電阻和飽和電流，可用式（2）進行計算：

圖2 基于TPS61175的BOOST升壓及電荷泵倍壓電路

在式（2）中，VD為二極管D1 正向壓降，fsw為開關頻率，ηest為轉換效率，POUT為輸出功率，RPL%為電感紋波電流相對電感最大輸入電流的比例。通常建議升壓電感應高于4.7 μH，否則可能導致斜率補償不足和環路不穩定。CIN、COUT分別表示輸入電容和輸出電容，建議使用容量4.7 μF 以上、材質為X5R或X7R的高質量陶瓷電容，以盡量減少電容隨溫度升降的變化，實際應用可能還需添加額外的輸入電容來滿足紋波或瞬態要求。表2 為部分選型設計結果。

表2 部分選型設計結果

2 SPICE仿真與實驗測試

2.1 輸出電壓及紋波的仿真分析

圖3 所示為基于SPICE 模型的輸入輸出電壓仿真結果，其中將可調電阻Radj調節為零，輸入電壓為12 V，測得TPS61175 直接輸出電壓為45.3 V，四倍壓電路后的輸出電壓為178.8 V，與理論計算一致。由于TPS61175 最大輸出電壓限制為38 V，為避免芯片損壞，可通過加大保護電阻Rfbt以限制最大輸出電壓。

圖3 輸入輸出電壓仿真

圖4 所示為輸出紋波電壓的瞬態響應仿真結果，通過光標可測量出相應的紋波大小，測量結果如表3 所示。在最大輸出電壓下，TPS61175 的直接輸出電壓紋波約為6.4 mV，經四倍壓電路后，輸出紋波增大到49.44 mV，但是經一級LC 濾波電路濾波，紋波大小將從49.44 mV 降4.54 mV，滿足大部分型號的APD 對電壓紋波的要求。

圖4 輸出紋波瞬態仿真

表3 紋波測量結果

2.2 電路特性參數的仿真分析

本節對偏壓電源的工作模式、開關頻率及占空比與輸入輸出電壓的關系進行了仿真分析，將輸入電壓改為5 V，輸出端接電流源負載用以模擬APD輸出光電流，其余參數不變。仿真結果如圖5 所示。

圖5 電感電流與PWM信號波形圖

其中IL1為電感電流，SW 表示TPS61175 內置開關管的通斷狀態，當SW 為高電平時，開關管關斷，表明此時PWM 處于低電平狀態，反之亦然。截取19.770～19.776 ms 時間段的穩態工作波形進行分析，由圖可知電感電流波形存在過零點，表明BOOST 電路工作于DCM 模式，通過光標可測量出電感充電時間TON=591.24 ns，放電時間T′OFF=72.99 ns，PWM 信號的周期T=1.46 μs，計算其倒數可得PWM 開關頻率為685 kHz，與表2 計算結果一致。DCM 模式下BOOST 電路的輸出電壓VOUT和輸入電壓VIN的關系可用式（3）表示[14-16]：

其中，D表示PWM 控制信號的占空比，ΔD表示升壓電感L1的放電時間，分別用式（4）、式（5）表示：

根據式（3）、式（4）、式（5）可計算出輸入輸出電壓關系為：

圖6 所示為電源模塊的測試環境，使用雪崩光電二極管作為負載，使用衰減比為1∶1 的電壓探頭進行測量，示波器帶寬限制設置為20 MHz。

圖6 電源模塊測試環境

測試結果如圖7、圖8 所示，可見最大輸出電壓為178 V，最大紋波為17.6 mV。如果電壓探頭使用短地線測量，或使用二級LC 濾波，則可獲得更低的紋波值。

圖7 最大輸出電壓

圖8 輸出電壓紋波

3 結束語

該文基于BOOST 升壓及電荷泵倍壓電路原理，應用低壓芯片TPS61175 設計出了具有寬輸入輸出電壓動態范圍、低電壓紋波的APD 偏壓電源模塊。該模塊工作于DCM 模式，輸入電壓范圍5～12 V，可調輸出電壓范圍達21.73～178.2 V，經一級LC 濾波后的最大輸出紋波為17.6 mVpp，小于輸出電壓的0.1%，可滿足大部分型號APD 的使用要求，具有體積小、紋波低和成本低的優點，可應用于各種光模塊的設計中。