單相H6橋并網逆變器復合控制策略研究

李黨盈，常亞婷

（西安迅湃快速充電技術有限公司，陜西 西安 710075）

0 引 言

單相光伏并網逆變器結構簡單、成本低且供電方便，適合應用在光伏發電一體化建筑、家用屋頂光伏發電以及戶用儲能等小功率場合[1]。在拓撲電路的選擇上，H6橋逆變器相比傳統的H4橋逆變器增加了兩個全控型器件及反并聯二極管，在電感的續流階段將交流電網與直流電壓分離，從而有效抑制了漏電流的產生，并具有較高的變換效率[2]。

單相逆變器并網電流環可直接以交流信號進行給定和反饋，其控制器通常為PI（比例-積分控制器）或PR（比例-諧振控制器）。這兩類控制器由于增益或帶寬的限制，對于單相逆變器自身功率波動產生的三次諧波，或電網諧波電壓引起的高次諧波電流，其抑制能力有限[3]。

為克服PI控制器對交流信號增益有限的問題，通過將交流信號延時半個周期，構造虛擬正交相，再經同步旋轉坐標系，使單相交流電流變換為直流量，使用PI控制器即可實現無靜差控制。同時引入基于內模原理的重復控制系統，實現對整數倍工頻電流漸進跟蹤和抑制[4]。搭建了仿真和實驗平臺，對所設計的電流復合控制系統進行了仿真實驗研究，實驗結果表明，復合控制器應用在單相H6拓撲并網逆變控制系統中能夠顯著降低并網電流諧波，提升電能質量。

1 單相H6橋拓撲及工作原理

圖1所示為H6橋逆變主電路拓撲，包含直流電源Udc（光伏板或蓄電池）、3個功率器件S1～S6組成的逆變橋以及電感和電容組成的LC濾波電路3個主要部分。拓撲是單相全橋電路的改進型拓撲，通過在交流側增加兩個開關管，組成雙向續流支路，使得在續流時刻，交流回路與直流側斷開，從而增強了該拓撲抑制共模電流的能力，提高了電能的變換效率。

圖1 H6橋逆變器主電路拓撲

電壓參考及驅動時序如圖2所示。圖2（a）為調制電壓，vp為調制電壓的峰值。在調制電壓的正半周，S2和S3關斷，S6導通，S1、S4以及S5以開關頻率交替互補導通，輸出正母線電平和0電平；在調制電壓負半周，S1和S4關斷，S5導通，S2、S3以及S6以開關頻率交替互補導通，輸出負母線電平和0電平。以上開關管的驅動信號如圖2（b）～圖2（e）所示。根據以上分析，當S1、S4（正半周）或S2、S3（負半周）關斷時，S5、S6導通，橋臂輸出0電平，可在任意功率因數條件下，為電流提供雙向續流回路。

圖2 電壓參考及驅動信號時序

H6橋拓撲在其運行過程中，輸出線路上的共模電壓UCM基本維持在Udc/2的水平，高頻成分含量較低，設備的漏電流可得到有效抑制[5]。

2 單相逆變器的控制系統

2.1 單相系統的同步旋轉坐標系控制

通過相位延時，可構造出單相信號的虛擬正交相，然后經旋轉坐標變換轉為直流量。使用PI控制器，可對基波信號實現無靜差控制。本文采用的一階全通濾波器，在其截止頻率處的相位延時為90°，所通過的信號幅值增益為1，結構簡單且易于實現，適合用于正交相的構造。一階全通濾波器的傳遞函數為：

對正交信號進行兩相靜止的α-β坐標系到兩相旋轉d-q變換。變換公式為：

其反變換公式為：

式（2）和式（3）中的角度θ為電網電壓相位角，通過軟件鎖相環（Software Phase Locked Loop，SPLL）對電網電壓相位的計算得到。模擬三相系統的單相電壓鎖相環如圖3所示，軟件鎖相環更深入的原理分析，可參閱文獻[6]和文獻[7]。

圖3 單相鎖相環原理

2.2 電流重復控制

重復控制在許多具有周期性質系統的高精度控制中已經證明是一種十分有效的方法。重復控制器的傳遞函數形式為：

重復控制的頻率為fc=1/L。離散化的重復控制結構如圖4（a）所示。額定頻率為50 Hz，重復控制器波特圖如圖4（b）所示。由圖4（b）可見，在控制頻率及其整數倍處，其增益非常大，但相位滯后為0，控制特性非常理想，表明重復控制可以消除各次諧波。

圖4 重復控制器結構及波特圖

圖4（a）中，e為給定和反饋之間的控制誤差，N表示在一個重復周期內，控制系統的采樣次數。C(z)是補償器，可用于補償數字信號采樣的相位延遲和幅值衰減。C(z)可取為：

式中，Kr為重復控制系統的開環增益。

為了增加系統的穩定性，需要在重復控制器上串聯低通濾波器Q(z)來優化整個頻域的性能[8]。為簡化濾波器的實現，Q(z)通常取小于1的常數。重復控制器的離散傳遞函數為：

若取Q(z)=0.95，相應的重復控制系統差分方程為：

直接使用式（7）的差分方程，需要兩個長度為N的數組分別保存輸出量ur和誤差量e。為了節約存儲空間，離散控制結構可分兩步實現。首先計算中間變量u的值：

式（8）中，僅需存儲中間量u，輸入誤差量使用當前一拍的輸入即可，無需對其進行存儲。最后計算的控制輸出方程為：

3 仿真與實驗研究

所仿真和實驗的復合控制系統如圖5所示，為控制器的有功電流給定，通常來自于直流電壓控制器或并網功率指令。為了使逆變器單位功率因數運行，無功電流給定設為0。逆變器輸出電流iL通過構造虛擬正交相和坐標變換，轉換成直流型的有功和無功反饋信號id、iq。電流誤差經過PI和RC組成的復合控制器的調節，其輸出為調制電壓，該電壓通過PWM調制和逆變器主電路的功率放大，實現并網電流的控制。

圖5 單相逆變器電流環復合控制系統

3.1 仿真分析

為驗證理論分析，使用MATLAB/Simulink對單相H6型拓撲逆變器的復合控制系統進行建模和仿真研究。仿真所用逆變器的額定功率為Prated=3.6 kW，額定電流Irated=16 A，直流母線電壓Udc=400 V，開關頻率與中斷控制頻率為fs=16 kHz，濾波電感L=450 μH，交流濾波電容C=27 μF。仿真的電網電壓有效值Urated=220 V，電網頻率為frated=50 Hz。

分別在理想電網和電網含諧波時對比PI控制和復合控制下的控制效果。向電網電壓中加入基波幅值10%的5次諧波電壓來實現電網含諧波的情況。并網電流給定設為逆變器額定值。理想電網下，PI控制仿真結果如圖6所示，復合控制仿真結果如圖7所示。對比圖6（b）和圖7（b）可知，采用復合控制器的電流諧波相比PI控制器有明顯改善，兩種控制方式的電流諧波均滿足相關標準[9]。

圖6 理想電網下PI控制仿真結果

圖7 理想電網下復合控制仿真結果

圖8為電網諧波條件下PI控制仿真結果，圖9為復合控制仿真結果。對比圖8（b）和圖9（b）可知，當電網電壓含有諧波時，采用PI控制器的并網電流諧波畸變率THD＞5%，不滿足并網標準，使用復合控制器的控制效果明顯好于單一PI控制器，其諧波畸變率僅為3.39%，各次諧波含有率均有顯著下降。

圖8 電網諧波條件下PI控制仿真結果

圖9 電網諧波條件下復合控制仿真結果

3.2 實驗研究

實驗所采用的樣機硬件參數和電網參數與仿真一致。理想電網電壓條件下，使用PI控制策略的實驗結果如圖10所示。圖10（a）為單一PI控制器的并網電流波形，實驗波形與仿真效果基本一致，由圖10（b）并網電流的諧波分布可見，電流的三次諧波含量較高，接近3%。圖11為復合控制器的實驗結果，通過其電流諧波分布圖11（b）可知，總諧波畸變率THD降為2.83%，且三次諧波含量降低至1%左右。綜合以上分析可知，復合控制器可有效降低并網電流諧波，提高電能質量。

圖10 PI控制器實驗結果

圖11 復合控制器實驗結果

4 結 論

電流環PI控制由于帶寬的限制，在應對因電網電壓畸變或單相逆變器功率波動引起的并網電流高次諧波方面性能欠佳。通過相位延時構建虛擬正交相，將單相H6橋逆變器的交流電流經同步旋轉變換，可按照直流量進行無靜差控制。仿真和實驗研究結果表明，PI與重復控制組成的復合控制策略可有效抑制電網畸變和功率波動導致的電流諧波，顯著提升電能質量。