一種基于復信號解調的生命體征探測雷達

邰凡彬，劉 云，周 雯，杭雪蓮，錢志成，劉繼軒，王星帥，馬家駒

(南京航空航天大學 電子信息工程學院,江蘇 南京211106)

隨著現代社會對醫療健康愈加重視，基于雷達傳感的非接觸式生命體征探測技術已成為重要的技術之一[1]。相比于傳統的生命信號測量方式，采用雷達傳感系統的優點主要包括：非接觸的工作方式能夠減少準備時間、避免二次傷害、測量數據可靠穩定、全天候工作。上述優點使得雷達傳感方式可被應用于睡眠呼吸異常監測、地震搜救等任務中[2-3]。

目前，國內外對雷達系統在非接觸式生命體征探測應用場景中的研究[4-6]主要分為兩個方向：一是采用數字信號處理與射頻系統相結合的方法提升系統性能；二是通過對射頻結構的改進來減小干擾信號對系統造成的影響。

研究人員在1 150 MHz頻段采用計算機控制的零平衡方法對未調制載波進行對消，取得了周期性的微波心動信號[7]。若采用更高的頻段，系統則具有更高的靈敏度和更低的信噪比[8]。通過增加探測天線的轉向角，能夠提高檢測的準確率[9]。將采用正交解調方案的系統的探測數據映射到I/Q星座圖中，能夠實現追蹤定位的功能[10]。采用低功耗六端口雷達能夠提取人在不同姿勢下的生命體征，并能恢復出周期性時域信號[11]。在多普勒雷達中，采用鎖相環結構能夠避免小角近似問題和空探測點問題[12]，但系統結構較為復雜。

本文基于多普勒雷達原理主要研究了復信號解調技術[13]，設計了一套基于復信號解調的多普勒生命體征探測雷達系統，用以探測呼吸速率和心跳速率兩項生命體征。該系統克服了探測中的空探測點問題和直流偏置的影響，從而避免了信號在解調過程中的直流補償，簡化了系統結構。

1 系統原理

多普勒雷達的基本原理是通過發射接收電磁波來探測運動目標產生的相移頻移等多普勒信息。對于生命體征探測雷達而言，具體工作就是解調由呼吸、心跳引起的胸腔振動調制產生的多普勒信息。這些信號都能建模為胸腔運動對入射電磁波進行調制，并返回給接收機[6]。本文研究的生命體征只包括心跳速率和呼吸速率。

1.1 單頻連續波多普勒雷達數學模型

本文所設計的非接觸式生命體征探測雷達主要由收(Rx)發(Tx)天線、射頻前端和數字信號處理單元組成，其中射頻前端輸出的基帶信號經模數轉換器(A/D Converter，ADC)轉換成數字信號后由數字信號處理單元進行處理。該系統的總體架構如圖1所示。

圖1 生命體征探測雷達總體架構Figure 1. Overall architecture of vital sign detection radar

在本文涉及雷達工作條件下，電磁波可以看做為平面波，待測目標的反射、入射信號的數學模型可以進行合理簡化。該系統的發射信號可表示為

T(t)=cos[2πft+φ(t)]

(1)

其中，f表示載波頻率；φ(t)表示相位噪聲。由心跳或呼吸引起的胸腔振動可表示為

x(t)=m·sin(ωt)

(2)

其中，m表示振動幅度。當發射信號T(t)射向距探測系統距離為d的待測對象的身體時，其相位信息受到調制，反射信號可近似表示成

(3)

其中，c和λ分別表示電磁波的傳播速度和波長。將發射信號T(t)作為本振信號與反射信號R(t)進行下變頻，可得到基帶信號

(4)

其中，Δφ(t)=φ(t)-φ(t-2d/c)表示振蕩器的殘余相位噪聲；θ=4πd/λ+θ0主要由探測距離d和相位偏移θ0共同決定；反射面的相位偏移(約180°)、混頻器與天線之間的距離等因素共同決定了θ0。

1.2 空探測點問題

當θ恰好是π/2的奇數倍時，由于x(t)?λ，所以基帶輸出信號可小角度近似為

(5)

此時，可獲得最佳的相位感知。基帶輸出信號約為周期性的胸腔移位分量x(t)與殘余相位噪聲Δφ(t)之和。

當θ恰好是π的整數倍時，則基帶輸出信號約為

(6)

此時，基帶輸出信號不再與時變位移成線性關系，系統的感知能力降低。當本振信號T(t)與反射信號R(t)同相或保持180°相位差時，便會產生空探測點問題。由于變量θ僅與系統和待測對象之間的距離d有關，因此每隔λ/4的探測距離便會出現一個空探測點。在ISM(Industrial Scientific Medical)頻段，系統采用2.45 GHz的工作頻率，則大約每3 cm會出現一個空探測點，并且難以通過調整收發系統的位置來避免該問題。

1.3 復信號解調

在近似解調的基礎上，采用正交混頻和復信號解調[4]的方式可以有效地避免空探測點問題。經典的正交解調結構接收機如圖2所示。

圖2 典型正交解調結構接收機Figure 2. Typical quadrature demodulation structure receiver

將如圖2所示結構的接收機應用到本文研究的系統中，采用正交下變頻，兩路輸出通道的輸出信號I(t)和Q(t)可以分別重新表示成式(7)和式(8)。

(7)

(8)

當θ+π/4為π的整數倍時，I通道信號將會面臨空探測點問題，對應式(6)；而此時，θ-π/4將會是π/2的奇數倍，即Q通道信號剛好處于最佳的相位解調位置，對應式(5)，反之亦然。在采用正交混頻的方案時，最糟糕的情況為θ是π的整數倍，此時θ+π/4和θ-π/4都是π/4的奇數倍，I/Q通道信號均不處于最佳探測位置，基帶輸出信號可以表示成

BI(t)=BQ(t)≈

(9)

只要x(t)?λ，則式(9)的一次項將遠大于平方項，生命信號依舊會被探測到。

將相位差為90°的I/Q兩路基帶信號合成復數信號如式(10)所示。

C(t)=BI(t)+jBQ(t)=

(10)

復信號中總有一部分分量遠離空探測點，這樣對復信號進行快速傅里葉變換(Fast Fourier Transform，FFT)變換就能夠從頻譜中得到生命體征信號的幅頻信息，從而克服小角近似過程中的空探測點問題。此外，I/Q兩路信號中存在的直流偏移量并不影響其它頻點的信息解調，避免了直流偏移的影響。

2 設計方案

本文提出的多普勒生命體征探測雷達系統由收發天線、射頻模擬電路、數字信號處理系統3個單元組成。生命體征探測雷達系統框圖如圖3所示。

圖3 生命體征探測雷達系統框圖Figure 3. System block diagram of the vital sign detection radar

系統由壓控振蕩器產生頻率為2.45 GHz的射頻信號，信號經功分器分為兩路：其中一路信號經功率放大器放大后通過發射天線射向待測對象；另一路信號作為本振，與接收天線接收到的攜帶生命體征信息的反射信號進行正交混頻，輸出兩路(I/Q)解調信號。這兩路信號經中頻放大器后由ADC轉換成數字信號，然后進行快速傅里葉變換并將幅頻信息顯示出來，從而完成對生命體的呼吸速率和心跳速率的非接觸檢測。系統用到的核心器件如表1所示。

表1 生命體征探測雷達主要器件

2.1 天線及射頻電路設計

系統選用厚度h為0.508 mm，介電常數εr為3.55，正切角損耗tanδ為0.002 7的羅杰斯4003C板材。收發天線采用線極化的2×2矩形微帶貼片陣列天線，中心頻率f0=2.45 GHz。

壓控振蕩器選用Mini Circuits 公司的ROS-2490+芯片，通過電壓調諧可以產生2 280～2 490 MHz的射頻信號。產生的信號用Mini Circuits公司的BP2U1+功分器分成兩路：一路作為發射機的信號源；另一路作為接收機的本振，實現發射機和接收機的同步。

混頻器采用Analog Devices 公司的HMC8193 無源I/Q混頻器。該芯片可應用于直流至4 GHz的下變頻輸出，直接輸出相位差為90°的兩路中頻信號。考慮到混頻器的驅動頻率以及信號在整個系統以及傳播路徑中的衰減，系統的發射機和接收機都需要選用Mini Circuits 公司的GALI-5+ 功率放大器，其最大輸出功率為18 dBm，滿足設計要求。

2.2 中頻模擬電路設計

系統在理想情況下，混頻器輸出的I/Q兩路基帶信號應該包含0.3 Hz和1.1 Hz左右的兩個有效頻率分量。在實際情況下，混頻器的輸出信號存在直流分量和交調信號干擾，因此還必須設計中頻模擬電路進行處理。

系統選用Mini Circuits公司的射頻低通濾波器LFCG-1575+來濾除交調信號的干擾。該濾波器在射頻信號頻率大于1.96 GHz時，衰減達到10 dB，并且隨著頻率的提高，衰減也在提高。當頻率達到3 GHz時，衰減達到最大約為61 dB。濾除射頻干擾的信號經過一個10 μF的電容以隔離直流分量。系統選用TI公司的OPA189作為模擬低通濾波器的運放，每一路基帶信號都經過由2片OPA189組成的兩個無限增益多路反饋二階低通濾波器，最終的信號經ADC采樣后進行FFT變換得到頻譜信息。

2.3 數字信號處理單元設計

系統采用的ADC轉換器為Xilinx ZYNQTM-7000擴展式處理平臺ZedBoard開發板內部集成的XADC模塊。該模塊包括兩個12 bit 、1 MSPS采樣速率的模數轉換器和相關的片上傳感器。由于生命信號的頻率通常小于3 Hz，依據奈奎斯特采樣定理，1 MSPS的采樣速率滿足設計要求。

信號經XADC采樣后將數據通過串口傳至上位機，由MATLAB實現FFT變換，在進行低通濾波并去除直流信號后輸出歸一化頻譜得到心跳、呼吸頻率。

3 系統加工及測試

3.1 系統加工調試

基于上述理論分析和設計方案，本文設計加工制作工作頻段在2.45 GHz的收發天線和射頻前端，并基于XADC和MATLAB設計了上位機進行數字信號處理。

將繪制完成的PCB(Printed Circuit Board)和配套腔體檢查無誤后投板生產。生產周期結束，將采購的器件焊接到PCB板中。調試完成后，用金屬腔體進行封裝。兩路基帶信號通過同軸線與開發板上的XADC相連，并通過串口將采樣后的數字信號傳輸給上位機進行處理。裝配好的系統實物如圖4所示。

圖4 系統實物圖Figure 4. Physical diagram of the system

3.2 系統測試

待測對象位于系統正前方0.8 m處，保持靜止狀態，勻速呼吸。此時人體中存在由呼吸和心跳引起的胸腔的微弱振動。呼吸引起的胸腔振動幅度約為5 mm[14-16]，而心跳對應的振幅遠小于胸腔的振幅。正常人呼吸速率約為18次·min-1，心跳速率約為70次·min-1。因此，系統正常工作時，在幅頻曲線上應在0.3 Hz和1.2 Hz左右出現兩個明顯的峰值，其分別對應呼吸和心跳速率，其中呼吸峰值對應的幅度應明顯大于心跳對應的幅度。

系統正常工作時的探測結果如圖5所示。將實驗結果對比上文空探測點問題的理論分析可知，當I路信號感知能力下降時，Q路信號獲得了最佳的感知效果。對復信號進行FFT變換，其結果平衡了I/Q兩路基帶信號的感知能力，從而解決了空探測點問題。從圖5中可以看到0.3 Hz左右的呼吸速率譜線和1.1 Hz左右的心跳速率譜線，表明該系統實現了生命體征探測的功能。

圖5 雷達系統探測結果Figure 5. Detection result of radar system

4 結束語

本文針對探測對象為人體的應用場景，論述了單頻連續波多普勒雷達生命體征探測的原理。同時論述了空探測點問題的原因及其解決方案，即復信號解調的技術原理，并在理論分析的基礎上提出了一種系統實現方案。該系統由收發天線、射頻模擬電路和數字信號處理系統3個單元組成，實現了系統模塊化、小型化，克服了基帶信號在小角近似過程中的空探測點問題，避免了直流偏移的問題，能夠有效探測待測對象靜態時的生命體征。但是在測量過程中，人體的隨機運動對探測結果存在很大影響，因此性能仍有待進一步提升。后續將對射頻系統中的載波對消、數字域隨機運動的消除展開研究。