基于BP6562芯片的雙Boost無橋功率因數校正設計

2021-05-25 11:37:56馮仕勝

通信電源技術 2021年23期

馮仕勝

（上海晶豐明源半導體股份有限公司，上海 201210）

0 引言

有源功率因數校正（Active Power Factor Correction，APFC）因可以有效降低電流畸變對電網造成的諧波污染，所以在電源中被廣泛應用。Boost電路因具有開關峰值電流小、驅動控制簡單、功率因數高以及總諧波失真（Total Harmonic Distortion，THD）低等優點，是功率因數校正的首選電路。傳統功率因數校正電路中，整流橋的通態損耗限制了在大功率及低壓輸入場合效率的提升[1]。

雙Boost無橋功率因數校正（Power Factor Correction，PFC）電路與傳統有橋PFC相比，任何時刻都可以減少一半的通態損耗，在大功率及低壓輸入場合效率提升明顯。雙Boost無橋PFC控制電路簡單，無需采用電流互感器做電流檢測，只需一個脈寬調制信號（Pulse Width Modulation，PWM）即可驅動兩個開關管實現電路的正常工作[2]。

1 雙Boost無橋PFC電路基本工作原理

1.1 基本拓撲電路

雙Boost無橋PFC電路拓撲如圖1所示，由兩個獨立Boost電感、兩顆金屬氧化物半導體場效應晶體管（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor，MOSFET）以及4顆二極管組成，其中D1和D2為快恢復二極管，D3和D4為普通二極管，D5和D6為Q1與Q2的體二極管。

圖1 雙BOOST無橋PFC電路拓撲

1.2 基本工作原理

在電源正半周，當Q1導通時，電流有兩條路徑，如圖2所示。一是電流經過L1、Q1、D4到電源輸入端；二是電流經過L1、Q1、D6、L2到電源輸入端，此時為L1儲能階段。

圖2 正半周Q1導通時電流通路

當Q1關斷時，電流有兩條路徑，如圖3所示。一是電流經過L1、D1、CE1、RL、D4到電源輸入端；二是電流經過L1、D1、CE1、RL、D6、L2到電源輸入端，此時為L1放電階段。

圖3 正半周Q1關斷時電流通路

在電源負半周，當Q2導通時，電流有兩條路徑，如圖4所示。一是電流經過L2、Q2、D3到電源輸入端；二是電流經過L2、Q2、D5、L1到電源輸入端，此時為L2儲能階段。

圖4 負半周Q2導通時電流通路

當Q2關斷時，電流有兩條路徑，如圖5所示。一是電流經過L2、D2、CE1、RL、D3到電源輸入端；二是電流經過L2、D2、CE1、RL、D5、L1到電源輸入端，此時為L2放電階段。

圖5 負半周Q2關斷時電流通路

如圖1所示，電路中D3和D4兩顆低頻二極管的陰極與輸入電源直接相連，保證在輸入電源全周期內，不論Q1和Q2導通還是關斷，整個工作過程中的輸出端都可通過D3和D4與輸入電源形成電流路徑，因而該電路能有效減小共模干擾。同時電路中兩顆MOS管的源極與主電路的地相連（共地），驅動控制電路簡單[3]。主要缺點是功率電感的利用率不高，每個電感只在半個工頻周期內工作。

2 原理圖和典型工作波形

2.1 原理圖

BP6562雙Boost無橋PFC原理如圖6所示，其中功率電感采用兩顆PQ2620、控制芯片采用BP6562、輸出電容采用兩顆82μF/450 V并聯、二極管采用兩顆HFD10G60D（10 A/600 V超快恢復二極管）并聯、開關管采用英飛凌6R125P6。圖1中的二極管D3和D4在實際應用中共用圖6中整流橋GBL10的兩顆二極管[4,5]。該整流橋具有把輸入電源電壓做整流，通過電阻分壓給BP6562芯片的MULT腳做輸入電壓檢測以及給芯片VCC提供啟動電壓的作用。電源輸入端采用兩級共模和一級差模做電磁干擾（Electromagnetic Interference，EMI）濾波。

圖6 采用BP6562雙Boost無橋PFC原理

考慮到最低輸入電壓時開關頻率不能低于音頻（20 kHz），并留有余量，開關頻率fmin取30 kHz，功率電感的計算公式為：

式中，L為功率電感的電感量；UIN為輸入電壓；U0為輸出電壓；Pi為輸入功率；fmin為最小開關頻率。

本電源為交流90～265 V輸入，UIN取最低電壓為90 V，U0為413 V，最大輸出功率Po為500 W。效率η最低按照94%計算，輸入功率為：

將上述參數代入式（2）得Pi為531.9 W，取整為532 W。則根據式（1）計算電感量為0.175 mH，實際電感量取0.18 mH。

2.2 典型工作波形

輸入電源上電后，經整流橋GBL10通過R4、R5對VCC電容C3和CE3充電，當VCC電壓達到芯片開啟閾值時，若INV腳為高電平，則芯片內部控制電路開始工作，COMP電壓逐漸上升，BP6562的GD腳開始輸出驅動信號。L4、Q1和L5、Q2在每個工頻周期輪流工作，實現良好的輸入電流與輸入電壓的相位跟隨，達到高功率因數（Power Factor，PF）、低THD和高效率的目的[6]。

輸入為120 V交流電時，Q1、Q2的開關波形及輸入電壓波形Uin、輸入電流波形Iin如圖7所示。

圖7 輸入為120 V交流電時對應的開關波形及輸入電壓、輸入電流波形

輸入為230 V交流電時，Q1、Q2的開關波形及輸入電壓波形Uin、輸入電流波形Iin如圖8所示。

圖8 輸入為230 V交流電時對應的開關波形及輸入電壓、輸入電流波形

輸入為230 V交流電時，PWM波形、Q1、Q2開關波形以及Uout波形如圖9所示。其中PWM為芯片的驅動波形，Uout為輸出電壓波形。通過波形可知，同一個PWM驅動信號，在輸入電源正負半周，開關管Q1、Q2交替半周工作，功率電感L4、L5也是交替工作。這樣在一個工頻周期內每一組開關管和功率電感只有半個工頻周期工作，有利于功率器件的散熱設計，不足之處在于功率電感利用率降低，需要兩顆獨立功率電感[7,8]。

圖9 輸入為230 V交流電時對應的PWM、Q1、Q2開關波形以及Uout波形

因為兩顆MOS交替工作，所以源極采用共用CS電阻設計，這樣方便芯片做電流采樣。輸入為120 V交流電時，PWM波形、Q1、Q2開關波形以及CS波形如圖10所示，其中CS波形為CS電阻上的電壓波形。輸入為230 V交流電時，PWM波形、Q1、Q2開關波形以及CS波形如圖11所示。BP6562控制雙Boost無橋PFC的兩顆開關MOS交替工作在臨界導通模式（Critical Conduction Mode，BCM），功率二極管工作在零電流關斷，不存在反向恢復損耗，可以省一半整流橋的損耗，輕松實現高效率[9,10]。