應用于GNSS天線的雙頻四饋等幅移相電路

李曉鵬，鄧淑珍

（1.廣州中海達衛星導航技術股份有限公司，廣東 廣州 511400；2.華南理工大學，廣東 廣州 510641；3.廣東工業大學，廣東 廣州 510006）

0 引 言

隨著導航技術的飛速發展，全球衛星導航系統（Global Navigation Satellite System，GNSS）已經被廣泛應用于民用和軍事領域，在導航、測量、定位、授時等方面也得到了廣泛應用。目前，世界上有4大衛星導航定位系統，分別是中國北斗衛星導航系統（BeiDou Navigation Satellite System，BDS）、美國全球定位系統（Global Positioning System，GPS）、俄羅斯格洛納斯衛星導航系統（Global Navigation Satellite Systenm，GLONASS）和歐盟伽利略衛星導航系統（GALILEO）。隨著國內外導航產業的不斷發展，尤其是我國北斗衛星導航產業的興起，人們對多系統導航的需求也隨之增加。GNSS導航定位終端獲得高精度定位信息需要配套高性能的多饋點饋電的圓極化天線來實現，例如可實現圓極化設計的微帶貼片天線、多臂螺旋天線、對數周期天線等。為了滿足兼容4大導航系統終端需求，天線的移相饋電電路須具有較好且穩定的性能[1,2]。

移相饋電電路主要是給天線提供所需振幅和相位，滿足天線性能要求。其工作特性決定著天線性能，可以使天線指標達到最佳。按照饋電方式的不同，導航型天線獲得圓極化特性方法大致分為單點饋電和多點饋電[3]。其中，單點饋電所需相位較差[4]。為了提高天線圓極化性能，可以采用多點饋電的方式，常見的有兩點饋電與四點饋電，四點饋電一般比兩點饋電的圓極化性能更好[5-7]。文獻[8]采用微帶線設計了一種串行饋電網絡，該結構的饋電網絡易造成各饋電端口功率分配不均勻且相位差不穩定，從而影響天線的圓極化性能。文獻[9]提出了一種基于Wilkinson 等分功分器的四點饋電電路，輸入信號經一分二Wilkinson等分功分器后接180°寬帶移相網絡，然后級聯兩個寬頻帶90°移相網絡，這種基于Wilkinson微帶線結構的移相電路抗干擾性較差，性能不穩定，同時對天線整體性能造成影響較大。

綜上所述，本文基于3 dB分支線耦合器提出了一種帶狀線結構雙頻四饋等幅移相電路，具有抗干擾性強、性能穩定等優點。

1 移相電路結構設計

本文設計了一款支持全球衛星導航系統全部工作頻點的雙頻四饋帶狀線移相電路，該電路整體結構布局如圖1所示。

圖1 移相電路整體結構

整個移相電路印刷在4層電路板上，介質板選用FR4材質，介電常數為4.4，厚度為1.2 mm。頂層和底層均為接地層，能夠保證雙頻移相電路分別與低噪聲放大電路和天線進行良好的屏蔽。中間兩層上下依次為L1頻段、L2頻段的移相電路，兩個頻段的電路走線分布在不同的介質板平面上，走線區域外均做布設金屬處理，并且兩個頻段電路走線進行交叉布設，有利于減小雙頻信號內部以及與外界信號間的相互干擾，大幅提升電路抗干擾性能。

定向耦合器是一種具有方向性的功率分配器，能從主傳輸線系統的正向波中按一定比例分出一部分功率，實現功率的分配與合成。3 dB分支線耦合器原理如圖2所示。

圖2 3 dB分支線耦合器原理

當端口1的輸入信號功率為P、相位為0時，在直通端口2、耦合端口3得到的信號功率均為P/2，且直通端口2和耦合端口3的輸出相位差為90°，同時沒有功率耦合到隔離端口4。3 dB定向耦合器是一種特殊的定向耦合器，具有結構簡單、性能穩定等特點，被廣泛應用在各種移動通信電路中。基于3 dB分支線耦合器原理，分析L1頻段和L2頻段移相電路結構及其原理。L1頻段的移相電路位于電路板第二層，其結構如圖3所示。

圖3 L1頻段移相電路結構

該電路由1個第一級3 dB分支線耦合器、兩個第二級3 dB分支線耦合器以及一段長度相差λ/4的帶狀傳輸線組成。本文 3 dB分支線耦合器由兩段相對立的長度為λ/4且特征阻抗為50 Ω的帶狀傳輸線、兩段相對立的長度為λ/4且特征阻抗為35 Ω的帶狀傳輸線以及隔離端50 Ω隔離電阻組成。

根據圖3，以移相電路作為發射電路為例，信號輸入端口Port1經第一級3 dB分支線耦合器進行移相90°等功率分路，對應兩個輸出端口分別接上長度相差λ/4且特征阻抗為50 Ω的帶狀傳輸線。在接入第二級3 dB分支線耦合器之前，使得兩個輸出端口間的相位差為180°，然后再分別接入第二級3 dB分支線耦合器進行移相等功率分路輸出至Port2、Port3、Port4、Port5，最終得到Port2、Port3、Port4、Port5這4個輸出端口信號功率相等且相位依次相差90°，根據實際需求可以實現左旋圓極化和右旋圓極化。假設端口Port1的輸入信號功率為P且相位為0，則輸出端口Port2、Port3、Port4、Port5對應功率值為P/4，且相位值依次為0°、-90°、-180°以及-270°，最終實現輸入信號等幅移相分路。結合實際四饋點饋電的高精度GNSS天線，分別將Port2、Port3、Port4以及Port5這4個端口分別連接到L1頻段天線單元對稱的4個饋電點上，天線單元將空中微弱的右旋圓極化衛星電磁波信號轉換成小信號，通過Port2、Port3、Port4以及Port5這4個端口進行等幅移相合路，最終進入射頻前端電路進行放大濾波處理。通過等幅四饋點饋電電路設計，從而有效保障天線具有穩定的圓極化特性。L2頻段的移相電路位于電路板第三層，其結構如圖4所示。相應地，L2頻段的結構與L1頻段的結構與工作原理類似。

圖4 L2頻段移相電路結構

2 仿真與實測數據分析

根據上述移相電路結構和工作原理對電路進行建模仿真與優化，如圖5所示。

圖5 移相電路仿真模型

電路仿真優化完成后進行實物加工打樣，電路板介質材料采用FR4，介電常數為4.4，損耗為0.02，最終得到實物如圖6所示。

圖6 移相電路實物

實物完成后進行調試與測試，對L1頻段和L2頻段移相電路輸入端口S11、端口傳輸損耗、相位偏差等各性能指標進行分析。圖7給出了L1頻段內移相電路的|S11|仿真與實測結果均小于-18 dB，說明在L1工作頻段內該電路具有良好的輸入阻抗匹配特性。

圖7 L1頻段|S11|仿真結果與實測結果對比

圖8給出了L1頻段4個輸出饋電端口仿真和實測的傳輸損耗對比。仿真結果表明4個輸出饋電端口的傳輸損耗均小于7.5 dB，實測結果表明4個輸出饋電端口的傳輸損耗均小于7.7 dB，實測結果與仿真結果基本吻合。

圖8 L1頻段傳輸損耗仿真結果與實測結果對比

圖9為L1頻段4個輸出饋電端口的相位偏差。

圖9 L1頻段相位偏差仿真結果與實測結果對比

理想情況下，若以Port2作為參考，Port2、Port3相差-90°，Port2、Port4相差-180°，Port2、Port5相差-270°。從圖9可以看出仿真與實測相位偏差均依次在-90°±3°、-180°±4°、-270°±4°以內，仿真與實測結果基本吻合，說明各輸出饋電端口具有穩定的輸出相位偏差。

圖10給出的L2頻段|S11|仿真與實測結果均小于-15 dB，說明在L2頻段內移相電路具有良好的輸入阻抗匹配特性。

圖10 L2頻段|S11|仿真結果與實測結果對比

圖11為L2頻段4個輸出饋電端口傳輸損耗仿真與實測結果。仿真結果表明4個輸出饋電端口的傳輸損耗均小于7.2 dB，實測結果表明4個輸出饋電端口的傳輸損耗均小于8.2 dB?？紤]加工誤差，實測與仿真結果基本吻合且能夠滿足設計指標要求。

圖11 L2頻段傳輸損耗仿真結果與實測結果對比

圖12給出L2頻段4個輸出饋電端口的仿真與實測的相位偏差。仿真結果表明Port2、Port3相位偏差在-90°±3°以內，Port2、Port4相位偏差在-180°±6°以內，Port2、Port5相位偏差在-270°±3°以內；實測結果表明各相位偏差依次在-90°±4°以內、-180°±5°以內、-270°±3°以內。經過對比分析，仿真結果與實測結果基本吻合且滿足設計指標要求。

圖12 L2頻段相位偏差仿真與實測對比

如表1所示，本文所提出的移相電路與以往文獻中設計的同等類型的移相電路參數比較如表1所示[10-12]。

表1 移相電路參數比較

由表1可知，在同等工作帶寬且傳輸損耗基本相當的前提下，本文設計的移相電路具有更小的相位偏差值和穩定的相位特性，可以有效保障天線整機的圓極化特性。

3 結 論

本文設計了一款應用于高精度GNSS天線的帶狀線結構雙頻四饋等幅移相電路，通過級聯多級3 dB分支線耦合器并采用L1頻段和L2頻段移相電路分層布局設計實現雙頻寬帶特性。兩頻段分層布局設計有利于解決兩個頻段信號相互串擾的問題，通過將雙頻移相電路分別交錯布設在多層板的內層，可將移相電路與低噪聲放大電路和天線進行屏蔽，應用于GNSS有源天線時有利于電路屏蔽和提高抗干擾性能。實測結果表明，本文設計的移相電路具有較好的輸入阻抗匹配特性和穩定的相位特性，能夠使天線發揮穩定的圓極化性能，滿足高精度GNSS天線設計和批量化應用要求，值得借鑒。