超低啟動閾值自供電SECE 電源管理電路?

羅志春李 平王國達文玉梅

(上海交通大學電子信息與電氣工程學院，上海200240)

無線傳感網絡(Wireless Sensor Network，WSN)在數據收集、環境監測、防范災害、戰術監視等應用領域發揮巨大作用，但無線傳感器網絡節點在特定的工作環境下，如被嵌入到墻體中或者工作在土壤中，存在電池壽命有限且無法更換的問題。 利用壓電效應將環境中的振動能量轉換為電能，并收集儲存起來為無線傳感網絡節點供電，已被證實為一種可行的解決途徑[1]。 但是通常壓電換能器收集的能量較弱，這給電源管理電路提出較高的要求。

目前，國內外關于壓電能量采集的電源管理電路已進行了廣泛的研究。 標準能量采集電路[2](Standard Energy Harvesting，SEH)直接對壓電換能器輸出進行全波整流，對儲能電容充電，由于電路阻抗網絡中缺少感抗部分，無法實現阻抗匹配，導致效率非常低。 在一些非線性能量采集電路中，如PSSHI[3-4]、S-SSHI[5]、SECE[6-7]、DSSH[8]等多種壓電能量采集電源管理電路及其衍生電路，引入了電感和同步開關，增加了電路中感抗部分，并提高了頻率，通過提高阻抗匹配程度來提高電路的轉換效率。

由于開關的引入，為了實現電路的最大功率輸出，需要一套控制電路對開關進行準確控制，必須解決控制電路自供電(Self-powered)的能量供給。 文獻[9-11]先對壓電換能器輸出進行半波或全波整流給輔助電源充電，再給控制電路供電，但是對輔助電源的充電效率低，需要消耗大量能量才能驅動控制電路工作；其次，將輔助電源的電壓水平控制在穩定范圍內，需要電平檢測模塊來防止輔助電源電壓過低或者過度充電，將產生額外的功耗。 文獻[7，12]將儲能負載同時作為控制電路輔助電源，但是在低輸入條件下需要經過長時間低效的冷啟動過程。 文獻[13-14]將晶體管用作比較器或者開關，設計了多種無輔助電源自供電的電源管理電路，但是晶體管為電流驅動型器件，而通常壓電換能器輸出功率較低、輸出電荷少，該控制電路會造成較高的損耗；其次，開關的斷開控制依賴于峰值檢測中電容的被動放電，受輸入信號強弱影響，易降低電路的轉換效率。 因此，在壓電換能器輸出微弱時，現有的自供電控制電路存在以下問題:①控制電路功耗高、②輔助電源充電效率低、功耗大，導致電源管理電路的啟動閾值功率高，啟動速度慢，轉換效率低。

針對上述問題，本文提出了一種新型低功耗無輔助電源的自供電SECE 控制電路。 在壓電換能器輸出最大功率點附近給控制電路非常短時間的間歇性供電，大幅度降低了功耗和啟動閾值，提高了啟動速度和效率。 對電源管理電路進行建模和理論分析，并搭建實驗系統，驗證了所提出電路在低輸入條件下的可行性和優勢。

1 超低啟動閾值自供電電源管理電路

1.1 壓電換能器能量采集原理

壓電換能器可等效為一個電流源iP與內電容CP并聯的電路模型[7]，等效電流源iP如式(1)所示。 當外界振動的強度低、機電耦合系數低或者振動頻率偏離換能器的諧振頻率時，都會導致壓電換能器的輸出降低，對電源管理電路而言，其輸入功率減弱。

通常壓電換能器輸出功率較低，需要將儲能大電容CS充電至一定電壓，儲存足夠的能量，才能驅動無線傳感器網絡節點這類大負載間歇工作。 由于負載是一個大電容，SEH、P-SSHI、S-SSHI 等電路采集效率都比較低，而SECE 電路具有負載自適應性[15]，且只需控制一個開關，在輸入很弱時，其功耗更低，效率更高。 本文提出了一種使用無輔助電源自供電控制電路的電源管理電路，包括SECE 主電路和低功耗無輔助電源的自供電控制電路兩個部分，如圖1 所示。

圖1 提出的無輔助電源自供電的電源管理電路

1.2 SECE 主電路原理

如圖2 所示，SECE 主電路由等效電流源iP、內電容CP、4 個二極管D1～D4構成的全橋整流器、開關S(由場效應管N-MOS1 構成)、電感L、續流二極管D5以及儲能電容CS組成，。 設t0～t3為開關的一個周期，根據開關S 的導通和關斷的狀態，可分為三個階段:壓電換能器電壓上升階段(t0～t1]、電感儲能階段(t1～t2]、電感放電階段(t2～t3]。

在t0

在t1

式中:VD為二極管導通壓降，Vr1(t)為環路等效電阻r1兩端的電壓。

在t2

式中:Vr2(t)為環路等效電阻r2兩端的電壓。

根據式(2)～式(4)以及電感、電容的電流與電壓的微分關系，可求解得，在t1

在t2

根據式(6)，可得一個開關周期內儲能電容CS充電壓差ΔVS為:

圖2 SECE 電路不同階段及其簡化等效電路

由式(7)可知，儲能電容CS充電壓差ΔVS與開關斷開時(t2)電感電流大小IL(t2)成正比，因此控制開關在電感電流峰值點斷開，才能使得每個開關期內管理電路能量提取效率最高。

將式(5)代入式(7)，則有:

由式(8)可知，ΔVS與開關閉合時(t1)壓電換能器輸出電壓大小VP(t1)正相關，故控制開關在VP峰值點導通，才能使得能量提取效率最高。

綜上所述，要得到SECE 電路的最大功率輸出，必須對主電路開關S 導通和關斷的時間點進行準確的控制。 如圖3 所示，在t1時刻，壓電換能器輸出電壓VP達到峰谷值點，控制脈沖信號Vctrl變為高電平，開關S 導通，電路進入電感儲能階段，其中VOC為壓電換能器輸出開路電壓。 如圖4 所示，開關導通后，整流電壓Vrect即為電感兩端電壓VL。 由于電路產生LC振蕩，電感電流IL從零逐漸上升至最大值點，電感電壓VL逐漸下降至零點時(t2)，Vctrl變為低電平，開關S斷開，電路進入電感放電階段。 在電感放電階段，電感對儲能電容充電，充電電流IS等于電感電流IL。

圖3 SECE 電路波形示意圖

圖4 SECE 電路波形局部圖

1.3 超低功耗自供電控制電路

在無外接電池或者其他外部供電的情況下，必須依靠低功耗自供電SECE 控制電路才能實現微弱能量高效轉換和儲存。

1.3.1 常規的自供電控制電路

如圖5 所示，使用輔助整流電源的自供電控制電路，將壓電換能器的輸出經過整流對輔助電源(通常為1 μF 以上的電容CC)充電，當輔助電源電壓Vsupply充電至控制電路的額定供電電壓(例如3.3 V/5.0 V)，控制電路才開始工作。

圖5 使用輔助電源的自供電控制策略

使用全波整流電路對電容CC充電可視為SEH電路，實驗表明，當內電容為1.6 nF 的壓電換能器輸出21 Hz、9 V 電壓時，即使不考慮其他電路損耗，將1 μF 輔助電源電容充電至5 V，該充電過程也要持續約200 個周期，這表明使用輔助電源的自供電控制電路的啟動速度慢，且對輔助電源充電效率ηSEH極低，僅為3.2%。 對輔助電源充電消耗大量電能，導致注入主電路的電能減少，儲能電容存儲的能量也大幅度降低。

1.3.2 提出的自供電控制電路

如圖1 所示，提出的自供電控制電路包括峰值點檢測電路(PKD)、脈沖寬度調節電路(PWM)兩個模塊，分別控制二極管D7和D8，對主電路開關N-MOS1 的輸入電容Ciss進行充、放電操作，以控制主開關導通和斷開。 所有有源電路采用特殊供電方式，減低能量消耗，避免邏輯混亂。 將換能器輸出整流后間歇性地給控制電路供電，只需在最大功率點附近滿足供電需求，輸出控制脈沖，即可得到SECE電路的最大功率輸出。

①峰值點檢測電路

如圖1 所示，在峰值點檢測電路中，延時電路輸出VD與整流電壓Vrect作為比較器COMP1 的輸入，在壓電換能器輸出電壓VP上升過程中，VD低于Vrect，比較器輸出電壓VPKD為低電平；VP經過峰值點后，VD高于Vrect時，VPKD為高電平，二極管D7導通，則電容Ciss可迅速充電至高電平，主電路開關NMOS1 隨即導通，輸出波形如圖6 所示。

整流電壓Vrect直接作為峰值點檢測電路的供電電壓，當主電路開關導通后，VP、Vrect下降，而二極管D7保證了輸入電容Ciss不會反向放電，Vctrl保持在一定電壓水平，由于SECE 電路開關占空比極低、導通時間很短(<100 μs)，故可維持主電路開關NMOS1 的導通狀態。

圖6 自供電控制電路輸出波形

②脈沖寬度調節電路

由于電感電流IL的峰值點對應電感兩端電壓VL的零點，故可利用過“零”比較電路實現電感電流峰值點檢測，從而控制主電路開關斷開，實現控制脈沖寬度調節。

開關閉合后電路振蕩頻率較高，為減少比較器的傳播延遲對電感電流峰值點檢測的準確性造成的影響，在提出的自供電控制電路中，將整流電壓Vrect(≈VL，開關導通時)和參考電壓VREF作為比較器COMP2 的輸入，實現延時補償，VREF可通過分壓電阻RREF調節，如圖1 所示。 在IL峰值點時刻，脈沖寬度調節電路輸出VPWM變為低電平，控制D8導通，電容Ciss通過R9迅速放電至低電平，主電路開關NMOS1 斷開，輸出波形如圖6 所示。

如圖1 所示，在主電路開關導通之前，Vrect高于VD，Vrect經過二極管D9給脈沖寬度調節電路供電；當主電路開關導通后，Vrect下降，VD高于Vrect，VD經過二極管D10給脈沖寬度調節電路供電，這使得比較器COMP2 的電源電壓能夠維持一段時間(大于開關導通時間即可)，使其能夠正常工作。

1.3.3 低功耗自供電電源和功耗分析

在弱輸入條件下，使用輔助電源的自供電控制策略，對輔助電源的充電效率極低，將造成很高的能量損耗，而提出的自供電控制電路直接由壓電換能器輸出間歇性供電，并避免了該充電過程的能量損耗，且供電時間短，大幅度降低了控制電路功耗。

為避免間歇性供電導致比較器COMP2 在失去供電進而造成邏輯混亂的問題，在完成峰值點檢測之后，控制電路中唯一的小電容CD儲能的少量電能又作為脈沖寬度調節電路短暫的供電來源，實現了能量的二次利用。 二極管D10、電感L1和電阻R1起到隔離的作用，使得脈沖寬度調節電路和峰值點檢測電路正常工作、互不干擾。

每個開關周期內，提出的自供電控制電路的平均功耗可以通過式(9)計算，其中VRS為控制電路前端的采樣電阻RS的電壓，T為壓電振動周期。

在t0

提出的自供電控制電路中，無濾波電容作為輔助電源，間歇供電電壓Vrect長時間處于低電壓水平，故其靜態功耗很低。 峰值點檢測電路和脈沖寬度調節電路在產生輸出邊沿后，它們會逐漸失去供電而自動停止工作，這使得:①大幅度縮短了控制電路的動態工作時間，大大降低了動態功耗；②主開關控制信號由峰值點檢測電路和脈沖寬度調節電路的輸出邊沿控制，無需復雜的波形整形電路，減少了元器件的數量，既降低了靜態功耗，也降低了動態功耗。

由式(10)可知，輸入電壓越低，控制電路的總功耗就越低。 而輸入功率越低，控制電路的功耗對整個電路效率的影響越大，故提出的電源管理電路在低輸入條件下，比其他自供電能量采集電路的效率更高，特別適用極低閾值壓電換能器高效能量采集和管理。

2 實驗與驗證

2.1 控制電路測試

對電源管理電路中無輔助電源自供電控制電路的工作特性進行測試，實驗平臺如圖7 所示，實驗電路參數如表1 所示。 利用信號發生器Tektronix AFG3102C產生激勵信號，經功率放大器SA-PA010 放大后驅動激振器SA-JZ005T，作為壓電換能器的振動源。

在振動激勵頻率21 Hz，壓電換能器輸出開路電壓峰值9 V 時，控制電路的輸出Vctrl波形如圖8 所示，可見在輸入電壓達到峰谷值點后，控制信號Vctrl控制主電路開關導通，當整流電壓(≈電感電壓)為零時，即電感電流最大時，開關斷開。 故提出的控制電路能夠在每個周期內實現快速自啟動，對主電路開關進行精準控制。

圖7 實驗平臺

表1 實驗電路參數

圖8 整流電壓以及控制脈沖波形

圖9展示了能量轉移的過程:在主電路開關導通的時間內(t1

圖9 電感電壓與電感電流波形

圖10 電感電流與儲能電容充電電流波形

2.2 啟動閾值與控制電路功耗測試

根據主開關導通時刻(t1)壓電換能器輸出電壓VP(t1)，可得SECE 電路輸入功率PIN[:7，9]

激勵頻率為21 Hz，當換能器輸出電壓達到3.6 V 時，即可驅動電路工作，此時VP(t1)為3.4 V，由式(11)可得啟動閾值功率僅0.39 μW，低于使用輔助電源自供電SECE 電路啟動閾值[7]的1/14，如表2所示。

表2 啟動閾值功率比較

繼續增強振動激勵水平，根據式(16)計算得到控制電路的總功耗與壓電換能器輸出開路峰值電壓的關系，如圖11 所示，輸入電壓越低，控制電路的總功耗就越低，最低為0.19 μW。

由5 V 輔助電源供電，控制電路產生的平均功耗約為0.82 μW，而在低輸入條件下，壓電換能器對輔助電源(如圖5 所示)充電效率ηSEH僅為3.2%，則總功耗高達25.63 μW，提出的自供電控制電路最低功耗為它的1/134。

圖11 提出的自供電控制電路功耗

2.3 充電效果測試

儲能電容的平均充電功率PStore為:

在壓電換能器輸出21 Hz、9 V 開路電壓時，分別使用提出的自供電SECE 電源管理電路、外部供電的SECE 電路以及標準能量采集電路對470 μF 儲能電容進行充電，電壓波形如圖12 所示。 充電5 min 后，標準能量采集電路充電至0.661 V，平均充電功率0.34 μW；使用波形發生器產生控制脈沖，外部供電的SECE 電路充電至1.212 V，平均充電功率1.15 μW；而提出的電源管理電路可充電至1.010 V，平均充電功率0.80 μW。 提出的自供電SECE 電路充電功率達到外部供電的SECE 電路充電功率的70%，且比標準能量采集電路提高了133%。

圖12 充電電壓比較

根據圖12 和式(12)，可得提出的電路最大充電功率PStore，MAX為0.86 μW。 在此輸入條件下，VP(t1)為8.6 V，由式(11)可得輸入功率僅為2.49 μW，提出的電源管理電路的最大能量采集效率ηmax也能達到:

在很弱的輸入條件下，多種采集電路的效率均不高，但是提出的自供電電源管理電路較其他管理電路仍具有較大優勢，且隨著輸入功率增加，效率還會進一步提高。

3 結論

針對現有自供電電源管理電路在低輸入條件下，控制電路功耗大，輔助電源能耗高，導致啟動閾值高，速度慢，效率低的問題，本文建模分析了SECE 電路特性，根據其最大輸出功率點的特點，提出了一種間歇性、短時間供電的自供電控制電路，通過大幅度降低電路的功耗，來降低啟動閾值、提高電路在低輸入條件下的轉換效率和啟動速度。 理論和實驗表明，提出的SECE 電源管理電路，在每個周期內都能夠實現高效、快速自啟動，在壓電換能器輸出21 Hz、3.6 V 電壓時，具有低至0.39 μW 的啟動輸入功率閾值，低于常規使用輔助電源管理電路啟動閾值的1/14；控制電路的功耗可低至0.19 μW，僅為使用輔助電源的控制電路總功耗的1/134。 提出的自供電控制電路原理，不僅可用于SECE 電路，還可為其他容性內阻換能器的微弱能量采集和高效電源管理電路提供自供電控制方案。