一種快速起振中頻電源的研究

段建民，吳雨川*, ，周國鵬,

（1. 武漢紡織大學 機械工程與自動化學院，湖北 武漢 430200；2. 三峽大學 水電機械設備設計與維護湖北省重點實驗室，湖北 宜昌 443002）

傳統的中頻電源多采用掃頻觸發工作方式[1]，當掃頻輸出信號頻率和負載諧振頻率相等時，系統產生諧振，再經鎖頻電路保持諧振頻率輸出，進而起動成功，并在負載變動不大的情況下維持穩定運行[2]。這種中頻電源電路普遍存在以下問題：（1）需要提供掃頻信號，且該信號頻率范圍需要包含諧振頻率，否則就需要調整掃頻信號范圍，一般通過反復設定才能成功起振；（2）傳統技術多采用鎖頻技術以穩定諧振頻率，一旦負載變化導致參數變化較大，就會鎖頻不成功，導致電源工作中途停振，需要重新掃頻起振；（3）傳統技術采用的掃頻和鎖頻電路相對復雜，不易維護。

針對上述問題，本文提出了一種快速起振中頻電源電路，能夠一次起振并自動跟蹤負載頻率變化，從而有效避免電源停振失控，即使當負載參數變化幅度較大時也可以穩定工作，且結構簡單，可靠性高。

1 主電路工作原理與分析

本研究采用半橋串聯諧振逆變電路作為主電路[3]，并利用在續流電路中增加的電流互感器作為傳感元件獲得電路中續流電流的過零變化情況，捕捉負載固有頻率，進而通過諧振電路控制晶閘管導通，實現以諧振頻率起振并維持工作，主電路結構拓撲圖如下圖1 所示。

圖1 主電路結構拓撲圖

上圖中主電路主要包括：（1）三相交流供電整流后經濾波電容C0 和電感L0 得到直流電作用于半橋串聯諧振逆變電路，設定電源電壓Ud 為1200V；（2）諧振電容C1=C2=C，用于與負載一起工作產生諧振；（3）晶閘管VT1、VT2，用于逆變直流，每個晶閘管分別導通小半個周期；（4）續流二級管D1、D2，其上通過的電流為續流電流；（5）負載主電路（其中R 為負載等效電阻，L 為負載等效電感），其阻抗隨熔煉過程會發生一定幅度的變化；（6）電流互感器LT1 和LT2，用于感知流經續流二極管上的續流電流變化并將感應到的信號送給諧振電路。

起振時，由諧振電路發出一個起振觸發脈沖使晶閘管VT1 先導通，此時VT2 無觸發脈沖保持截止，二極管D1 和D2 均為反向偏置故截止，忽略VT1 的導通電阻后，可以將主電路簡化為圖2 電路。

當晶閘管VT1 導通時可以視為t=0時刻引入了一個幅值為Ud的階躍信號，因為電容C1 和C2 上有初始電壓Ud/2，所以此時電路響應為二階全響應。此時電路的全響應可以看成是兩部分構成的：一部分是由C1 與負載R 和電感L 構成的放電電路，一部分是由負載R、電感L 和C2 構成的充電電路。

圖2 VT1 導通、VT2 截止時的電路拓撲圖

1.1 計算二階零輸入響應

可以看出主電流的波形為衰減的正弦形式。

1.2 計算二階零狀態響應

上面的計算結果表明圖2 中的充電電路在VT1 導通、VT2 無觸發脈沖保持截止，輸入階躍激勵的零狀態響應結果，即電容電壓uC2的充電過程是衰減的自由正弦振蕩。

本設計在二極管D1 和D2 的支路當中加入了電流互感器LT1 和LT2。當VT1 導通時，電容C2 上電壓持續增加，直至峰值UC2=UC2m=3Ud/2，此時VT1 截止，但VT2 并未控制導通，電路進入續流狀態，變為由C1 經負載與LT1 和D1 反向放電，C2 經負載與LT1 和D1 放電，此時如果電路中沒有接入電流互感器LT1，因為電路參數相同，則負載上的電流波形應該和VT1 導通時相同，但是因為受到電流互感器LT1 的互感影響，電路的阻抗值發生了變化，輸出電流變得更為平滑；當電流互感器LT1檢測到D1 上的電流過零時，取樣得到的信號經諧振電路輸出觸發脈沖觸發VT2 導通，反方向重復VT1 導通時的工作狀態，直至電流互感器LT2檢測到D1 上的電流過零，再次觸發VT1 導通，如此循環不斷，輸出一個頻率穩定的中頻電源信號。負載上的電流工作波形圖如下圖3 所示。

顯然，改變VT1 和VT2 導通角就可以改變逆變電源振蕩頻率，改變負載上電流導通時間，進而改變電源輸出功率。

圖3 負載上的電流波形圖

2 諧振電路工作原理與分析

諧振電路用于自動撲捉負載諧振頻率，并使系統在諧振狀態下穩定運行。電路原理方框圖如圖4 所示。

圖4 諧振電路原理方框圖

2.1 起振過程分析

起振初始，因為主電流為零，不存在過流現象，故過流判斷單元5 輸入為低電平0，起振電路中的整形單元輸出信號可以無阻塞進入脈沖成型單元。

起振時，起振單元4 的信號輸出端與第一整形單元的信號輸入端相連接，起振單元向第一整形單元發出起振方波信號后，經第一整形單元11 向第一與非門輸出起振方波，反相后的方波信號再進入脈沖成型單元，將輸出方波上升沿處理為單脈沖，再經功率放大后進入晶閘管控制器，輸出脈沖接入到晶閘管VT1的門極G1，VT1 此時承受正向壓降，當觸發脈沖加入門極G1 則VT1 導通，負載上流過電流，電路中的電流電壓變化，此時如上述主電路描述；當D1 上續流電流過零，此電流變化由電流互感器LT1 取樣后輸入第二整形單元，經第二整形單元21 整形為方波，并輸入第二與非門，反相后的方波進入脈沖成型單元，將方波上升沿處理為單脈沖，再經功率放大后進入晶閘管控制器，輸出脈沖接入到晶閘管VT2 的門極G2，VT2 此時承受正向壓降，當觸發脈沖加入門極G2 則VT2 導通，負載上流過反向電流；當D2 上續流電流過零，電流變化由電流互感器LT2 取樣后輸入第一整形單元，整形為方波后再次用于產生觸發VT1 導通的控制脈沖，如此反復工作，電路進入振蕩狀態，即一次起振成功。

2.2 維持振蕩分析

如上述起振后，電路進入振蕩狀態。當物料從固態到熔融的過程中，物料的電學性質將會有變化，體現為負載阻抗會有變化，該變化會導致電路諧振頻率的偏移。對于采用掃頻跟蹤方式維持諧振狀態的中頻電源而言，當負載阻抗變化較大以致諧振頻率超出設定諧振頻率范圍就會導致中頻電源失諧停振。

本設計當負載阻抗變化時，因為不是采用掃頻跟蹤的工作方式，而是通過電流互感器實時跟蹤續流電路電流過零狀態，而續流電流的波形變化情況是和負載電路的阻抗值相關的，所以理論上無論主電路負載阻抗如何變化都可以準確輸出晶閘管觸發信號，維持電路穩定工作。當起振成功后，諧振電路可以輪流輸出穩定的觸發脈沖維持中頻電源電路工作。

2.3 過流判斷分析

過流判斷單元的信號輸出端與非門的信號輸入端相連接，本設計設定當負載電流信號i 大于負載電路的額定電流的1.1-1.5 倍時，判斷電流信號過載，此時過流判斷單元發出高電平信號，經反相電路變化為低電平信號，此低電平信號分別于第一、第二整形單元輸出的方波信號相與后反相，因為任何信號與低電平信號相與，輸出均為低電平信號，所以第一與非門與第二與非門的信號輸出端均輸出高電平信號，相當于阻塞了第一、第二脈沖成型單元的輸入，脈沖成型單元無法得到有效輸入，故而無法產生有效脈沖輸出，導致VT1 與VT2 均無法獲得有效門極控制脈沖，相當于截斷第一晶閘管VT1 或第二晶閘管VT2 的下一次導通；當負載電流信號i 小于負載電路的額定電流的1.1-1.5 倍時，判斷電流信號正常，過流判斷單元發出低電平信號，反向后變為高電平信號，不影響與非門輸出，控制電路正常工作。

圖5 為圖4 中各單元輸出信號的時序圖。

圖5 諧振電路各單元輸出時序圖

圖6 為諧振電路圖4 的實際電路圖。

通過上述主電路與快速起振/維持電路工作原理的分析，可以看出本設計電源啟動時無需掃頻即可以產生有效觸發信號，能夠一次起振成功。又因為本設計并不依賴負載電路的參數進行定頻工作，也就不需要鎖頻。而且當負載參數變化時，只要續流二極管D1、D2 支路上的電流互感器LT1、LT2 能夠有效采樣續流電流過零變化就能夠經控制電路產生VT1、VT2 有效觸發脈沖，從而維持電路振蕩工作，所以本設計可以滿足快速起振/維持中頻電源的要求。

圖6 諧振電路原理圖

3 結論

本中頻電源電路利用快速起振電路直接提供起振信號觸發晶閘管起振，再利用電流互感器取樣續流電流信號id1和id2的過零變化，進而根據其變化分別控制晶閘管VT1 和VT2 的導通從而實現持續振蕩；同時當負載電路的阻抗變化導致諧振頻率發生漂移時，由于設計實時跟蹤續流電路電流過零變化，控制電路輸出的控制信號頻率隨著負載電路諧振頻率的變化而變化，避免了電路停振失控情況的發生，所以本電路是一種可以快速起振/維持并自動跟蹤頻率變化的中頻電源電路。