0.3～3.5 GHz混合連續類功率放大器的設計

李 軍 代法亮 尹希雷 朱佳垟 劉春秀 劉太君

(寧波大學信息科學與工程學院 寧波 315211)

1 引言

無線通信領域每一次技術更新都伴隨著帶寬的拓展，以支持更大的數據傳輸速率和數據容量。射頻功率放大器(功放)作為無線通信系統中最重要的有源模塊，其性能的好壞直接影響著無線通信系統性能的通信質量。因此寬帶高效率功率放大器的設計仍然是當今研究的熱點。而寬帶功率放大器設計的難點在于寬帶范圍內功放的最優阻抗隨頻率會有較大的變化，關鍵在于如何選取一個最優阻抗解使得其在寬帶范圍內得到最優阻抗以及寬帶匹配網絡的設計。而傳統的A, AB, B, C類功放很難在寬帶范圍內同時實現高效率和高輸出功率。而D, E類等開關類功放在GHz以上頻段會發生波形失真，且受到功放器件的開關限制，很難有實際用途[1,2]。F類功放則需要對高次諧波進行精確的控制，在寬帶范圍內很難實現。由Cripps等人[3]在2009年提出一種新型諧波控制類功放即J類功放，它相比于F類功放二次諧波阻抗不再需要嚴格的開路或者短路，使得J類功放具有實現寬帶的潛力。而在J類功放的基礎上提出的連續功率放大器，相比于對各次諧波和基波阻抗進行精確控制的傳統諧波控制類型，連續型功放模式有著較為豐富的最佳阻抗解空間，簡化寬帶匹配網絡的設計復雜度[4,5]。而混合連續類功放在包含連續F類與連續B/J類的基礎上將阻抗解空間進一步擴大，相比于傳統連續類它實現寬帶功放的潛力更大。

本文首先分析混合連續類的漏極電壓公式進而推導出阻抗設計空間，然后通過使用一種新型的諧波網絡，再采用階躍阻抗低通濾波結構作為輸出匹配網絡，最后基于功率密度大、擊穿電壓高、電子飽和漂移速度高的第3代半導體GaN HEMT[6,7]設計了一款性能優越的超寬帶功放。

2 混合連續類功放原理

最早由英國卡迪夫大學的Cripps等人[3]提出的F,J類功放通過降低導通角來提高功放的效率。通過假定電流諧波分量在器件輸出端為短路狀態，保證了功放輸出電壓波形為正弦波[8]。在Cripps等人推導過程中定義歸一化電壓公式為

隨著 v1r, v1q, ···, vnq的取值不同，漏極電壓表現出不同的時域波形。為了保證良好的線性防止功放漏壓進入膝值區，因膝值區電流急劇下降會帶來削波、增益壓縮、AM-PM失真等一系列不良的影響。Cripps定義了“Zero-Grazing”: v (θ)≥0。

當 α =0 時電壓波形為B類波形，當α =1時此時為J類功放，當 α在-1～1變化時對應一系列的B類和J類的功放類型。與連續B/J類的來源相似對F類的推廣得到了連續F類的功放模型其電壓波形表達式為[8]

其中， β值在-1～1變化。結合連續F類和B/J類的電壓波形，Chen等人[9]推導出了混合連續類功放漏極電壓表達式

根據電壓電流表達式可以推導出它在電流源平面下的基波阻抗及2次諧波阻抗

其中， Ropt=2(VDC-Vknee)/IMax通過Load-pull技術得到Ropt=36 Ω, VDC是 漏極電壓，IMax為晶體管所能承受的最大電流。當 α′, β′, γ取不同值時得到電 流源平面的阻抗空間如圖2所示。

圖1 混合連續類歸一化漏極電壓波形

3 混合連續類功放的電路設計

3.1 基于波形工程的電路設計

“波形工程”的主要思想在于通過合理的增加諧波分量來調控電壓和電流波形使得功率管漏極輸出電壓和電流發生較小的重疊，從而減小漏極功率消耗，同時保證較好的諧波抑制，從而在較寬的頻帶范圍內維持高效率[10,11]。在新型連續性的拓展中，在保證某一固定偏置下，通過對諧波以及基波阻抗成分進行調整，控制晶體管的漏極電流與電壓之間的重疊盡可能減小，使得該連續型模型在一個更為寬泛的阻抗解空間中保持合適的輸出功率以及效率。

圖2 混合連續類電流源平面的阻抗變化軌跡

圖3 諧波調諧網絡

圖3是本文所采用的諧波控制網絡，該諧波控制網絡是基于中心頻率IB(Impedance Buffer)[12,13]理論所設計的。通過將1/4波長的開路短截線與半波長短路短截線并聯實現對功放諧波控制。其中θS13f0=90°, ZS1為 自由設計值，因為在平面P1引入了I B1則 在3次諧波為短路。傳輸線L1的作用主要是在 IB1之 前3次諧波阻抗虛部部分不受I B1之后網絡影響。特征阻抗ZL1和 傳輸線L1的 電長度θL1滿足關系式

其中， Z0(3f0)是 通過負載牽引技術在3 f0得到的最優阻抗，ZL1為 自由設計空間。而傳輸線L1的電長度θL1求解如

通過在 2f0半波長短路短截線結合傳輸線L2，采用同樣的方式可以在 2f0處獲得最優諧波阻抗。其中θS22f0=180°, ZS2為 自由設計值。由于在2 f0的短路條件需要滿足平面 P2， 傳輸線L2在2 f0的電長度滿足關系

在平面 P1處 的阻抗Z1(2f0)可通過式(10)計算得到

其中， Z0(2f0)可通過負載牽引技術得到。因此諧波 網絡的所有參數可由以上的式(6)-式(10)確定。

3.2 匹配網絡的設計

由于諧波網絡已經將2次諧波阻抗控制在高效率和高輸出功率區域并且盡量維持在Smith邊緣，因此輸出匹配網絡主要完成對基波阻抗匹配。為了實現對基波匹配網絡的精確設計，在大信號模型下采用負載牽引技術得到最優基波阻抗。并采用最平坦低通原型結構[14]，利用階梯阻抗變換線[15,16]將最優負載阻抗匹配到5 0 Ω。利用ADS中的隨機優化算法得到的最終結構如圖4所示。圖5給出了該功放在其工作帶寬內的阻抗分布曲線，可以看出其阻抗分布與理論推導一致。較好地實現了對功放基波阻抗的匹配和對高次諧波的抑制。輸入匹配網絡主要是通過負載牽引技術得到最優源阻抗并通過Smith圓圖進行匹配，這里不再詳細說明了，具體的參數將在后面給出。

圖4 優化后的電流源平面的諧波網絡加匹配結構

4 整體電路仿真和測試

4.1 整體電路仿真

本次設計采用的晶體管為C r e e 公司的CGH40010F GaN HEMT的封裝功放管，漏極電壓為28 V，柵極電壓為-2.8 V，采用Rogers4003C的介質基板，介電常數3.38厚度為0.813 mm。整體電路的結構如圖6所示。

圖5 在電流源平面的輸出網絡阻抗變換軌跡

圖7給出了在大信號下ADS仿真電壓電流波形，可以看出電壓電流波形基本上滿足連續F類與連續B/J類的電壓電流波形形式，并且電壓幅度接近 2 VDD。

4.2 功放實物與實際測試

采用Rogers 4003c板材加工的功放PCB實物照片如圖8所示。進行大信號測試功放的輸出功率、漏極效率、功率附加效率、增益和仿真的結果如圖9所示。最終在0.3～3.5 GHz頻段內得到的增益為10～18 dB，漏極效率為58.4%～72.6%，輸出功率為39.8～41.2 dBm。表1是與近些年來國內外相關功放設計的效果對比。

圖6 整體電路結構圖

圖7 不同頻點下大信號仿真電壓電流波形

圖8 混合連續類功放實物圖

5 結束語

本文通過分析連續F類、B/J類功放電壓波形確定混合連續類功放的阻抗設計空間，基于阻抗緩沖(IB)概論提出了一種設計諧波網絡的方法，有效地將基波、2次諧波和3次諧波的阻抗控制到理論提出的設計空間內。本文采用Cree公司的CGH40010FGaN HEMT的功放管，設計一款寬帶跨3個倍頻程的混合連續類功放。在實際測量中在0.3～3.5 GHz內有58.4%以上的漏極效率，輸出功率有39.8 dBm以上。

表1 本文設計功放與國內外相關功放性能對比

圖9 仿真與實測對比圖