分布式天線陣列中的參考相位穩定方法*

周文濤

(中國西南電子技術研究所,成都 610036)

0 引 言

以大規模相控陣天線為傳感器平臺的測控、雷達及通信系統，天線陣列多采用分布式架構，常被劃分成若干個天線子陣或者一組空間分開的天線陣，從而實現大口徑的天線面積，具有更高的天線增益和更高的測量精度[1]。

在分布式天線陣列中，中心機房與每個天線之間距離不同，通過電纜傳輸天線所需要的頻率參考信號，每個天線進一步基于該參考信號生成本振、處理時鐘等信號。受限于傳輸距離的不同、外界環境因素的變化，天線之間的頻率參考相位同步對于分布式天線陣列至關重要。

與可以精確控制互連電纜長度的傳統集中式天線陣列不同，分布式天線陣列必須利用額外的方法來保證天線之間的同步。文獻[2]通過開環校準操作獲得路線差異，但是它易受溫度波動或機械應力引起的路徑長度變化的影響。文獻[3-4]使用反饋無線線路來實現相位-頻率同步，參考信號被分配給所有遠程節點，然后被無線路由回中心機房，中心機房上的處理器執行同步算法以補償遠程節點之間的參考相位差。然而，這種基于無線的反饋同步方法受到無線質量的強烈影響，使得難以實現大規模陣列。文獻[5]中，系統中的所有頻率參考信號接收器通過同軸電纜由同一時鐘同步，這適用于室內傳感器網絡，其中短距離同軸電纜衰減可以忽略不計。但對于分布式陣列天線分散在數百到數千米之外的典型場景，電纜之間的衰減和電磁干擾將嚴重惡化信號完整性。

與同軸電纜相比，光纖鏈路具有帶寬寬、傳播損耗低、抗電磁干擾能力強、重量輕、體積小等優點[6]，但應用于分布式天線陣列時，同樣需利用額外的方法來保證天線之間的同步。文獻[7]提出基于光纖的射頻穩相傳輸，引入了相位校正的閉環反饋控制系統來抵消光纖隨環境溫度的變化；文獻[8-9]使用基于光學裝置的反饋回路來保證到達任何天線的參考信號的定時穩定。

本文提出的方法旨在實現一種相位穩定器，可以動態地補償遠程天線單元之間光纖長度差異以及外部環境因素造成的參考相位變化。構建基于光纖的鎖相環，以將參考信號傳播到所有天線單元并不斷跟蹤反饋信號，以補償由光纖長度和外部環境變化引起的相位差。

1 系統模型

在分布式天線陣列中，每個天線必須接收高度穩定的公共頻率參考信號。該參考信號在中心機房產生，并通過具有不同長度的光纖傳輸到不同天線，這使得每個天線接收到的參考信號的相位存在偏差。此外，由系統散熱和晝夜循環引起的纖維熱膨脹會產生明顯的纖維長度波動。

鎖相環(Phase-Locked Loop，PLL)被認為是保持兩個信號同相的有效方法，廣泛用于參考信號分配和同步。傳統的PLL主要包括用于檢測正向信號和反饋信號之間的相位差的相位頻率檢測器(Phase Frequency Detector，PFD)、電荷泵(Charge Pump，CP)和低通環路濾波器(Low-pass Loop Filter，LPF)，以產生與相位成比例的輸出電壓差值vcp，壓控振蕩器(Voltage Controlled Oscillator,VCO)的瞬時振蕩頻率由vcp確定。基于傳統PLL結構的參考相位穩定系統模型如圖1所示。中心機房內的參考信號作為PFD的第一輸入，VCO輸出信號電/光轉換后通過光纖鏈路傳輸到分布式天線,在天線側通過光/電轉換后恢復參考信號。為了適應遠距離的傳輸，常采用單模光纖。然而，由于光纖長度的差異以及外部環境因素的變化，在天線測恢復的參考信號相位變得未知。為了實現天線間參考信號相位同步，將恢復的參考信號通過相同的光纖鏈路傳輸回至中心機房，中心機房對應設備接收該反饋信號并將其作為上述PFD的第二輸入用于檢測參考信號相位變化。

圖1 基于傳統PLL結構的參考相位穩定系統模型

以第i個天線為例，由光纖長度Li引起的積分相位漂移Φfi由下式給出：

(1)

式中：λ是光纖中傳輸的信號的波長。在中心機房產生的原始參考信號表示為

sr=cos(ωr·t+φr)。

(2)

式中：ωr和φr是該原始信號的頻率和初始相位。

經PLL VCO輸出的信號表示為

sv=cos(ωv·t+φv) 。

(3)

式中：ωv和φv是VCO輸出信號的瞬時頻率和相位。

在信號由中心機房傳輸至不同天線的路徑內，除光纖鏈路外，光/電轉換器件以及天線組件內的各電路和元器件會引入信號相位的偏移φm，且信號的前向傳輸通道與反饋通道是對稱分布的。因此，第i個天線接收的參考信號可以表示為

sAUi=cos(ωv·t+φv-φfi-φm) 。

(4)

式中：φfi是第i個天線光纖傳輸鏈路引入的相位變化。因此，在中心機房PLL PFD第二個輸入端口的反饋信號可寫為

sfb=cos(ωv·t+φv-2·φfi-2·φm) 。

(5)

為了使得sr與sfb在相位上對齊，保證不同天線收到的參考信號相位不存在偏差，所以有

ωv·t+φv-2·φfi-2·φm=ωr·t+φr-2kπ,k∈。

(6)

同時由于

ωv=ωr。

(7)

所以可以得到

sAUi=cos(ωr·t+φr-2kπ+φfi+φm),k∈。

(8)

其中φm針對每個天線被認為是一個常數，由光纖鏈路引入的相位變化φfi始終存在于天線端的接收參考信號sAUi中，使得每個天線接收到的參考信號的相位存在偏差。

2 分布式陣列參考相位穩定方法

為了上述消除φfi對式(8)的影響，本文提出采用n級聯模擬無源移相器代替圖1所示前向通道上的VCO，其相移由控制器的調諧電壓電平進行控制，同時在反饋通道上添加了n個相同的級聯移相器。圖2給出了所提出的相位穩定器系統的原理框圖。

圖2 分布式陣列參考相位穩定器原理框圖

將每個移相器引入的相移表示為φpsi，因此，每個分布式天線接收的參考信號可以表示為

sAUi=cos(ωr·t+φr-n·φpsi-φfi-φm),

(9)

那么此時在中心機房PFD第二個輸入端口的反饋信號可寫為

sfb=cos(ωr·t+φr-2·n·φpsi-2·φfi-2·φm) 。

(10)

憑借PFD的作用，式(10)與式(2)是相位對齊的，因此，可以得到

2·n·φpsi+2·φfi+2·φm=2kπ,k∈。

(11)

所以，

sAUi=cos(ωr·t+φr-kπ),k∈。

(12)

對比式(12)與式(8)可以發現，采用本文提出的參考相位穩定方法可有效解決光纖鏈路帶來的相位φfi變化影響，但是與sr存在180°的相位模糊。文獻[7]提出了一種基于光纖的射頻穩相傳輸，引入了相位校正的閉環反饋控制系統來抵消光纖隨環境溫度的變化，但是存在180°相位模糊。

為了消除該模糊，本文提出在天線端光/電轉換后增加一個PLL，如圖2所示。第i個天線端PLL輸出信號Spll,i可表示為

spll,i=cos(ωpll,i·t+φpll,i)。

(13)

PLL內部N分頻器將Spll,i反饋回PLL內的PFD，其中Spll,i和sAUi是相位對齊的。因此，可以得到

(14)

ωpll,i=Ndivωr，

(15)

φpll,i=Ndivφr-(2m+k)Ndivπ,k∈,m∈。

(16)

設置Ndiv為偶數，那么式(16)可以表示為

φpll,i=Ndivφr-2uNdivπ,u∈。

(17)

因此，可以得到

Spll,i=cos(Ndivωrt+Ndivφr-2uNdivπ),u∈。

(18)

從式(18)可以看出，在不同的天線端接收到的參考信號Spll,i是相位對齊的，沒有相位模糊。

如圖2所示，本文所提出的相位穩定器大多數部件位于中心機房對應信號處理板上，減輕了天線的負擔，有利于天線的快速部署和低維護成本。基于光纖的PLL結構是本文提出相位穩定器最重要的前提。每個移相器的相移范圍取決于控制引腳上的調諧電壓，該電壓來自電荷泵輸出。

分布式陣列參考相位穩定器工作流程如圖3所示，工作流程如下：

Step1 初始狀態，中心機房參考時鐘輸出遠端天線參考信號，前向移相器移相值置為零。

Step2 PFD工作狀態，當PFD從低功率模式喚醒并開始執行相位同步時，如果PFD首先采樣前向信號，則PFD認為φr-φfb為正；否則，如果首先對反饋信號進行采樣，則PFD認為φr-φfb為負。這里φr和φfb是PFD的兩個輸入端口處的前向信號和反饋信號的瞬時相位。

Step3 同步完成狀態，經多級前向移相器和反向移相器工作，滿足PFD的φr-φfb=0°。

圖3 分布式陣列參考相位穩定器工作流程圖

在Step 2中，當φr-φfb∈(0°，360°)時，PFD輸出將是一系列正脈沖，其持續時間與φr-φfb成正比，如圖4(a)所示。可以看到移相器的控制信號(Phase Shifter,PS)控制輸入是PFD輸出的低頻分量，它逐漸增加。因此，移相器開始調整并補償φr-φfb，直到φr-φfb=0°;相反，當φr-φfb∈(-360°，0°)時，PFD輸出將是一系列負脈沖，如圖4(b)所示。與上面的分析類似，可以得出結論：由前向與反饋通道共2n個移相器產生的可調相位范圍應該至少包括的移相范圍為(-360°，360°)。

(a)φr-φfb為正

(b)φr-φfb為負圖4 PFD輸出和移相器控制輸入的變化

3 樣機測量

為驗證所提出的參考相位穩定方法，構建了一個樣機評估系統，如圖5所示。樣機包含一個位于中心機房的參考信號分發模塊和兩個遠程天線模塊(不包含天線陣面，僅包含圖2所示的相位校正的閉環反饋控制系統)。天線模塊通過光纖與參考信號分發模塊連接，光纖為單模光纖，兩個獨立天線模塊放置于同一個實驗室，通過不同光纖長度模擬分布式陣列中不同天線模塊分布。改進型PLL和移相器位于參考分發模塊的右邊緣。為了驗證所提出的相位穩定方法的有效性，光纖的長度是不同的。分布式陣列參考相位穩定器原理樣機參數如表1所示。

圖5 本文相位穩定器樣機評估系統

表1 樣機參數

圖6是電子-光學轉換模塊的物理實現的俯視圖。每個模塊包含3個信號IO端口，即發送器(Tx)SMA端口、接收器(Rx)SMA端口、光學SFP端口。Rx端口接收參考電信號發送到電/光轉換器，并且被饋送到SFP端口處的光纖；相反，反饋光信號在同一SFP端口接收，轉換回電信號并在Tx端口發出。

圖6 電子-光學轉換模塊的物理實現俯視圖

首先，測量一個移相器的調諧電壓和相移值之間的關系，如圖7所示。根據所選擇的移相器型號，可以看到相移隨著調諧電壓單調減小，當調諧電壓設置在7.5～15 V時，相移為負，范圍為-130°～0°；當調諧電壓設置在0～7.5 V時，相移為正，范圍為140°～0°。值得注意的是，本文搭建的樣機測試系統，單個移相器的全相移范圍為-130°～140°。為確保上述所要求的-360°～360°的總相移范圍，n指定為2，前向通道上放置兩個移相器，在反饋通道上放置兩個移相器，實現-520°～560°的總移相器范圍。

圖7 樣機測試相移值與調諧電壓的關系

樣機另一個挑戰是設計低通環路濾波器輸出和移相器控制引腳之間的接口電路。在樣機測試平臺中，LPF輸出電壓的擺幅僅為0～3 V，而圖7中的移相器控制引腳需要從0～15 V的調諧電壓擺幅，因此本文設計了一個電壓放大器電路來放大LPF輸出電壓。放大器電路輸出可表示為

(19)

式中：v0是vamp斜面的初始狀態。式(19)中的積分器是確定vamp的主要部分，當PLL鎖定時，vamp將保持不變。任何相位未對準都會導致PLL解鎖并強制vcp上升或下降，直到PLL再次被鎖定。同時，在積分器的作用下，vamp隨vcp變化，直到vcp重新變為1.5 V。通過正確選擇R2和C3來控制積分時間。

如圖8所示，當處于初始狀態(曲線A-B)時，移相器的控制輸入連接到7.5 V DC電壓。同時，前向信號和反饋信號是相位未對準的。因此，環路濾波器輸出和放大器輸出均為0 V。在B點，開關將移相器控制引腳的連接從7.5 V DC電壓改變為放大器輸出，PLL開始生效。此時，放大器的輸出電壓鉗位至7.5 V(曲線B-C)。值得注意的是，移相器控制輸入從此時開始從7.5 V緩慢下降，并且移相器同時調整參考和路由返回信號之間的相位關系，直到它們相位對齊(曲線C-D)。

圖8 樣機LPF、放大器和移相器輸出信號的瞬態響應

圖9顯示了中心機房參考信號分發模塊上的前向參考信號和反饋信號的上電初始狀態。在本文搭建的樣機中，參考信號被設置為標準的10 MHz，初始相位差為216°。在采用本文提出的相位穩定器的作用之后，反饋信號與參考信號相位對齊，如圖10所示，剩余相位差小于±0.02°。

圖9 參考正向信號和反饋信號的初始狀態(相位差為216°)

圖10 本文相位穩定器使得反饋信號與參考正向信號相位對齊(剩余相位差小于±0.02°)

利用所提出的相位穩定器對光纖長度變化的相位誤差如圖11所示，其中，左縱軸表征傳統方法相位誤差，右縱軸表征本文方法相位誤差。天線通過不同長度的光纜連接到中心機房，遠端天線模塊恢復的參考信號與中心機房的參考信號之間的存在相位差。可以看到，未采用本文提出的相位穩定器，遠端天線與中心機房之間的相位差隨光纖長度變化而顯著變化，約為17.14°/m。 然而，通過本文所提出的相穩定器，相位差減小到小于±0.02°。

圖11 傳統方法和本文方法由光纖長度差異引起的相對相位

4 結 論

本文提出了一種基于光纖的分布式陣列參考相位穩定方法，有效連續補償了天線之間由光纖長度以及外界環境引起的參考相位誤差。采用n級聯模擬無源移相器代替傳統PLL前向通道上的VCO，其相移由控制器的調諧電壓電平進行控制，同時在反饋通道上添加了n個相同的級聯移相器，并在天線端光/電轉換后增加一個PLL，解決了光纖閉環反饋控制存在180°相位模糊問題。仿真和實測結果表明，使用本文方法，當光纖分發10 MHz參考信號時，測試可得分布式天線之間的剩余相位誤差小于±0.02°。