基于特征模理論的縫隙寬帶天線設計

王友保,張宥誠,鄭大鵬

(南京信息工程大學 電子與信息工程學院,江蘇 南京 210044)

微帶天線以其外形小、質量輕、成本低、制造方便和易于與微波電路集成等優點,被廣泛地應用在雷達、衛星等無線通信領域[1-2]。然而,微帶天線的窄帶特性限制了它在眾多需要寬頻帶情況下的應用,努力提高微帶天線的頻帶寬度成為科研人員研究的重點之一。微帶縫隙天線作為微帶天線的一種,不僅擁有傳統微帶天線的優點,同時也易于與其他物體共形。近年來,科研人員提出了一類寬縫隙微帶天線[3-4],其縫隙的寬度和長度大致相當,并由寬縫隙區域上方較寬的微帶線饋電,使兩個正交模式同時在縫隙內被激發,調諧枝節上的電流是輻射主要部分,天線獲得了不錯的頻帶寬度,但這些天線大多數是不易共形的;另一類是易于共形的窄縫隙微帶天線,采用多種技術得到較好的頻帶寬度。例如,通過寄生諧振器或諧振模式沿饋線部分引入額外的非輻射諧振[5-6]、通過使用虛構的短路概念[7]、采用單極槽組合[8]、引入寄生通孔[9]以及利用多模諧振[10-11]等等,進而得到各種寬帶縫隙天線。近些年來,利用多模諧振原理[12-14]以及利用特征模理論指導設計窄縫寬帶天線的方法[15-16]得到更多科研人員的關注。在文獻[12-13]中,通過在縫隙槽中心饋電,并且在電場零點周圍引入槽根進行擾動,從而產生兩個相互靠近的諧振寬帶輻射,天線帶寬得到一定程度拓寬。在文獻[14]中,提出了一種三模寬帶縫隙天線,利用叉狀微帶調諧短線饋電和槽根對縫隙中被激發出的模式進行擾動以產生三個諧振的輻射寬頻特性。在文獻[15]中利用特征模理論提供了對多模諧振縫隙天線在縫隙槽中磁模和電模之間的相互作用,設計了一種簡單的中心饋電的縫隙寬帶天線。文獻[16]給出了利用特征模理論分析的一種帶有枝節槽的寬頻帶圓形縫隙環微帶寬帶天線。目前,利用特征模理論研究多模縫隙微帶天線,拓寬其帶寬范圍是天線技術研究的熱點之一。

特征模理論通過分析天線的特征值,把表面電流分解成相應的特征電流。不同特征模式對應特征值的大小可以反映特征模式輻射能力的強弱。它可以從物理本質上研究天線的輻射機理,從而有效地指導天線設計[17-22]。本文首先介紹了特征模理論,然后用特征模理論分析天線結構,得到符合設計要求的天線結構。根據該結構的特征電流分析,結合多模諧振思想[22],將天線饋源非對稱方式設置于縫隙槽中[23],盡可能激勵出多個模式,從而拓寬天線帶寬。所設計的新型縫隙微帶寬帶天線是蝕刻在FR4介質基板上,尺寸為95 mm×95 mm×0.8 mm,天線工作頻帶為1.09～2.79 GHz,相對帶寬為87.60%。與同類型微帶窄縫縫隙天線相比,該天線帶寬范圍優勢明顯。同時,該天線具有輻射性能良好以及易于共形等特點,可應用于無線通信系統中。

1 特征模基本理論簡介

特征模理論最初是由Garbacz在1968年他的博士論文中提出[24],由Harrington等[25-26]結合矩量法補充完善,使其可以處理電解質、磁介質以及電磁性混合體等。近年來,由于電磁仿真軟件的發展,特征模分析方法再次引起科研人員的關注。它是應用比較廣泛的數值矩量法結合解析本征模理論兩者的優點所提出的一種求解電磁問題方法。其物理概念清晰,可以明確展現天線結構體工作機理。同時特征模是電磁物體固有的屬性,僅與天線的形狀、尺寸和工作頻率有關,與饋源設置的位置無關。

建立在矩量法(MoM)基礎之上的特征模理論,滿足的廣義特征值方程為:

式中:λn是對應特征電流Jn的特征值。阻抗矩陣Z=R+j X,其中R、X分別為電場積分方程阻抗的實部和虛部。

特征電流滿足以下正交性:

在輻射功率Pmn=1情況下,儲能只與λn有關,當λn越接近于0,表示此模式在此頻率下越接近諧振。λn的正負可以確定儲能的類型,λn＞0,表示該模式在此頻率下儲存磁能,呈感性。λn＜0,表示該模式在此頻率下存儲電能,呈容性。由于λn變化范圍很大,不便觀察研究。在天線工程設計中,通常采用Modal Significance(MS)來表示一個模式的輻射潛力。

MS的范圍為0～1,當MS≥0.707時,即λn≤1,表示該模式適合作為輻射模式激勵;當MS=1時,表示該模式在此頻率下發生諧振。

2 天線結構與模式分析

本文依據特征模理論設計了一款寬頻帶窄縫隙微帶天線,如圖1所示。天線印制在相對介電常數為4.4,損耗角正切為0.027的FR4介質基板上,尺寸為95 mm×95 mm×0.8 mm,天線上的圓形縫隙關于長矩形縫隙對稱,縫隙寬度均為w,其他長度L、r、S、g等參見圖1。所提出的天線設計過程簡述如下:首先通過電磁仿真軟件FEKO 2017的特征模分析功能對不添加激勵源的三種基本結構進行模態分析和對比,得到沒有具體饋電點的適宜作為寬帶天線設計結構。然后根據特征電流分布并結合多模諧振思想,使用50 Ω的饋線跨接在距離圓心S的非對稱位置的內、外邊緣上(參見圖1),以便產生更多的電流諧振回路,從而激勵出盡可能多的潛在模態,形成多模諧振,拓寬天線頻帶。最后為了得到最佳的天線寬頻特性,利用電磁仿真軟件HFSS 15.0進行仿真優化,確定最終的天線結構參數。

圖1 天線結構示意圖Fig.1 Antenna structure of proposed design

下面詳細描述得到上述天線具體分析過程。圖2為得到無具體饋電點的天線結構設計流程,圖3則是對圖2中三個天線結構模式分析,利用FEKO特征模分析功能給出了每一種結構的前六種特征模式。對于圖2中的結構一,從圖3(a)中可以看出,模式1和模式2為簡并模,而模式6為高次模,難以被激勵產生諧振,所以主要觀察該結構的前五種模式。為了達到寬帶天線特性,需要將盡量多的該結構的諧振特性頻率點相互靠近,在圖3(a)中,模式1、模式2、模式4靠得很近,通過挖槽方式,改變電流回路,以改變模式3和模式5諧振特性。這里值得注意的是,在嘗試改變模式3、模式5諧振特性時,盡可能不影響其他模式。圖3(b)為結構二的前六種模式,從圖中可以看出,模式1和模式2從結構一的簡并模式分開,模式諧振點向低頻段偏移,以拓寬低頻段的天線帶寬。圖3(c)給出了結構三的前六種模式,從圖中可以看出,雖然此結構最終導致模式3難以被激發,但是模式5如期望的那樣,向模式4靠攏,從而當成功地激發模式1、模式2、模式4、模式5時,就能夠得到預期的寬帶特性。綜上分析,最終可將圖3(c)的結構選作設計天線的適宜結構。

圖4給出了結構三的前六種模式所對應的歸一化電流圖。通過以上分析可知,需要將J1、J2、J4、J5所對應的模式同時激勵出來。觀察圖4可見,只有在矩形縫隙中特征電流J1、J2、J4、J5分布大小相似處設置饋源,才可以盡可能地將模式1、模式2、模式4、模式5同時激勵出來。因此嘗試在矩形縫隙中距離圓心S的非對稱位置激勵(如圖1所示)。

圖2 天線結構設計流程圖Fig.2 Flow chart of antenna structure design

圖3 天線前六種模式Fig.3 The first six modes of antenna

圖4 天線前六種模式歸一化特征電流分布Fig.4 Normalized characteristic current distribution of the first six modes of the antenna

為了得到該縫隙天線結構最優的尺寸,再利用HFSS 15.0對天線的尺寸W、r、L、S進行仿真優化。圖5為僅改變饋電點位置S時的仿真結果,容易看出,當饋電的位置距離天線中心S=1 mm時,該天線只有一個諧振點且回波損耗并不理想,頻帶較窄;當饋電點從中心位置向右偏移時,出現三個明顯的諧振點,使得天線的帶寬范圍進一步得到了擴展。經過反復嘗試,最佳饋電點位置為S=5 mm。

圖6為僅讓縫隙寬度W變化,而其余參數固定不變時的仿真結果。由圖6可見,當W=1.8 mm時,天線存在較好寬頻帶回波損耗參數,同時保證天線的窄縫特性。

圖5 S 11隨饋電位置S變化的特性Fig.5 Characteristics of S 11 as a function of feed position S

圖6 S 11隨縫隙寬度W變化的特性Fig.6 Characteristics of S 11 as a function of slot width W

圖7為僅有參數r變化時的天線回波損耗特性曲線,仿真曲線表明,當圓環的半徑長度為r=22 mm時,在高頻段S11＞-10 dB,回波損耗較大,不能滿足寬頻帶通信需求;增加半徑長度,天線性能得到明顯改善,當r=26 mm時,天線呈現多諧振特點且回波損耗較小,帶寬范圍較大;繼續增加圓環半徑長度,天線的回波損耗逐漸增大,當r=30 mm時,在1.8 GHz附近的天線回波損耗S11＞-10 dB,不符合設計寬頻天線的目的。

圖7 S 11隨著圓環半徑r變化的特性Fig.7 Characteristics of S 11 varying with the radius r of the ring

圖8為僅有矩形槽長度L變化時,對于天線的回波損耗參數的影響,當L=91 mm時,天線的帶寬最理想。

圖8 S 11隨著矩形縫隙長度L變化的特性Fig.8 Characteristics of S 11 changing with rectangle slot length L

通過上述仿真分析,得到該天線的結構最佳尺寸,如表1所示。其中h為介質基板的厚度,g為仿真設置的激勵端口面寬度。對天線模型進行仿真,在回波損耗S11＜-10 dB情況下,天線的頻帶范圍為1.16～2.78 GHz,相對帶寬達到了82.2%。可見,該天線的結構設計以及饋電方式的選擇能夠提高縫隙天線的工作帶寬。

為了進一步揭示所設計的天線輻射特點,圖9分別給出了頻率在1.3,1.8,2.3 GHz電流分布圖。圖9(a)顯示,天線工作在1.3 GHz時,電流主要分布在矩形縫隙中心區域上,天線輻射主要由這部分的電流產生,類似于偶極子天線。圖9(b)表明當頻率為1.8 GHz時,電流主要集中在矩形縫隙中間和兩側部位處。而當天線工作在2.3 GHz時,圖9(c)表明電流主要是集中在左側和中間枝節上,這兩部分成為天線輻射的主體。

表1 天線優化后尺寸的參數Tab.1 Optimized parameters of the proposed antenna mm

圖9 天線電流分布圖Fig.9 Antenna current distribution

圖10給出了仿真增益和效率隨頻率變化的曲線。從圖中可以看出,在阻抗帶寬內,該天線均具有穩定的增益表現,平均增益為5.0 dBi以上,平均效率為90%以上。這款天線在各方面都具有較好的寬帶性能,滿足天線工作需求。

圖10 仿真增益效率圖Fig.10 Simulation gain efficiency diagram

3 實物加工與測試

依據表1的天線尺寸制作了天線樣品,如圖11所示。使用安捷倫N5227A矢量網絡分析儀對實物天線的回波損耗進行了測試,得到天線的實測阻抗帶寬范圍為1.09～2.79 GHz,相對帶寬為87.60%,如圖12所示。同時,從圖12中可看出,所設計天線回波損耗的仿真曲線和測試曲線基本吻合,驗證了設計的正確性;而實測曲線與仿真曲線間的微小偏差主要是由天線加工制作的誤差、FR4介質基板質量的不均勻性、SMA接頭焊接精度等因素影響而產生的。

圖11 天線的加工實物圖Fig.11 The processing diagram of the antenna

在暗室中對實物天線的輻射性能進行了測試,圖13為天線工作頻帶范圍內的三個頻點1.3,1.8,2.3 GHz的輻射方向圖,圖中標注Simu和Meas分別為Simulated和Measured簡寫。從圖中可以看出,有效帶寬內低頻段天線在yoz面的輻射方向圖呈 “8”字形,在xoz面則呈全向輻射特性,天線的方向圖穩定,各個頻點處的天線輻射方向圖基本一致,交叉極化在-15 dB以下。

圖12 仿真結果與測量結果的回波損耗對比Fig.12 The comparison diagram of return loss between simulation results and measurement results

隨著頻率的提高,在更高的頻率時出現了旁瓣,交叉極化也逐漸增大,主要是由于天線工作頻帶較寬,不對稱的饋電結構導致了沿y軸的電流分布具有不對稱性,從而影響了高頻段H面輻射方向圖的對稱性。同時測量的交叉極化水平略高于模擬水平,主要是由于饋電電纜的寄生輻射和SMA連接器的雜散輻射可能導致不希望的交叉極化產生。圖13也顯示主極化測量結果與仿真結果有微小差別,這個誤差產生的原因主要有兩方面:(1)與上述對S11測量與仿真結果間誤差有相同的產生原因;(2)天線測試過程中夾具(主要位于天線兩側及后方)固有誤差的影響。總體來說,天線的方向圖在帶寬范圍內主輻射性能滿足天線在實際場景中的應用。

另外,當縫隙天線的長寬比(LWR)越大時,通常此縫隙天線越易于共形。本文所設計的縫隙天線除了上面描述的寬頻帶、良好的輻射等特性外,其縫隙的長寬比(LWR)也超過50,易于共形。該縫隙天線與已發表文獻中涉及的縫隙天線相比,具有更好的寬頻帶、易于共形(LWR較大)等特點(參見表2)。

4 結論

圖13 天線的仿真和實測輻射方向圖Fig.13 Simulated and measured radiation patterns

本文基于特征模理論,設計出了一款結構新穎的微帶縫隙寬帶天線。該天線由一個長矩形縫隙和對稱地鑲嵌于其兩側的圓形縫隙構成,在無確定饋電點的情況下,通過對所設計天線的模態分析,確定出適宜的天線結構;然后結合多模諧振思想,采用非對稱饋電方式,激勵出潛在的模式,獲得更寬的天線帶寬;最后利用電磁仿真軟件HFSS 15.0對該天線進行更精細化的仿真優化,得到最終的天線尺寸,據此加工成實物天線。該天線測試表明,其工作頻帶為1.09～2.79 GHz,相對帶寬達到87.60%,在工作的帶寬范圍內能夠實現5.0 dBi以上的平均增益,天線的輻射性能良好。該天線帶寬提高明顯、結構簡單、易于共形和制作,可在無線通信系統中使用,具有一定的應用價值,對未來縫隙寬帶天線的研究和設計也具有借鑒意義。

表2 天線性能比較Tab.2 Comparisons of different wideband slot antennas