基于GaN的高效率功率放大器設(shè)計(jì)

林建偉,黃繼偉

(福州大學(xué) 物理與信息工程學(xué)院,福建 福州 350108)

近年來,由于智能電話和平板設(shè)備的普及,移動(dòng)通信業(yè)務(wù)迅速增長,它要求最大傳輸速度超過20 Gbps,2020年初的移動(dòng)流量約是2010年的1000倍。為了應(yīng)對(duì)網(wǎng)絡(luò)的爆炸性容量需求,作為新的移動(dòng)網(wǎng)絡(luò)系統(tǒng),第五代移動(dòng)通信系統(tǒng)(5G)越來越受到青睞。5G通信劃分了多個(gè)工作頻段,其中的n78頻段是多個(gè)國家的5G部署頻段。3.45 GHz頻段為中國電信5G頻段的中心頻率。

5G通信的低延遲、高速率、大帶寬等特性給人們的社會(huì)帶來巨大變革的同時(shí),也給射頻前端設(shè)計(jì)帶來了巨大的挑戰(zhàn)。為了實(shí)現(xiàn)這些特性,5G基站內(nèi)功率放大器的使用量達(dá)到了4G基站的64倍或128倍。同時(shí),頻譜的日益擁擠,使得現(xiàn)代無線通信信號(hào)具有非常高的峰均功率比(PARR)[1],這意味著功率放大器的平均功率與最大輸出功率相比有顯著的回退,將導(dǎo)致功率放大器的效率嚴(yán)重降低。功率放大器的效率低下,一方面會(huì)使系統(tǒng)的資本支出和運(yùn)營成本增加,另一方面散熱也會(huì)成為系統(tǒng)的一大問題。因此,在5G時(shí)代,如何在高峰均功率比的信號(hào)下實(shí)現(xiàn)高效率將成為研究熱點(diǎn)。

為了提高平均輸出功率水平附近的效率,人們引入了幾種效率增強(qiáng)技術(shù),如LINC,Doherty功率放大器技術(shù)等。與其他技術(shù)相比,采用負(fù)載阻抗調(diào)制技術(shù)的Doherty功率放大器,具有結(jié)構(gòu)簡單且可以在大功率回退的范圍內(nèi)使系統(tǒng)保持高效率,已被廣泛應(yīng)用于移動(dòng)通信基站中。但由于Doherty電路是一個(gè)兩路放大器,因此不易被集成。本文嘗試使用的新一代寬禁帶半導(dǎo)體材料GaN,可以使得Doherty電路的集成變?yōu)榭赡堋?/p>

2013年,Andersson團(tuán)隊(duì)通過適當(dāng)?shù)妮斎胄盘?hào)調(diào)理,在1.1～3.7 GHz范圍內(nèi),PA平均漏極效率超過50%,最大輸出功率為44 dBm,6 dB回退功率附加效率(PAE)為45%[2];2017年,Komatsuzaki團(tuán)隊(duì)提出了頻率相關(guān)補(bǔ)償電路(FDCC),結(jié)合數(shù)字預(yù)失真(DPD)技術(shù)實(shí)現(xiàn)輸入20 MHz LTE信號(hào),在3.0～3.6 GHz被測DPA的漏極效率達(dá)到45.9%～50.2%,鄰道泄漏比(ACLR)為-50 dBc[3]。

本文為了解決高峰均功率比的信號(hào)帶來的功率放大器效率低下的問題,基于Cree公司商用的GaN HEMT功放管,設(shè)計(jì)了一款3.45 GHz的Doherty功率放大器。本文將從Doherty功放原理、Doherty電路設(shè)計(jì)、版圖設(shè)計(jì)與后仿真、結(jié)論等四個(gè)部分加以介紹。

1 Doherty功放原理及特性

Doherty電路是為了解決傳統(tǒng)功率放大器的功率附加效率(PAE)不高的問題,由貝爾實(shí)驗(yàn)室的Doherty先生于1936年提出的新型結(jié)構(gòu)[4],最初應(yīng)用于電子管。圖1為Doherty電路框圖,輸入射頻信號(hào)經(jīng)功分器分別輸入載波放大器與峰值放大器,信號(hào)經(jīng)放大后,再合并輸出以實(shí)現(xiàn)負(fù)載驅(qū)動(dòng)。Doherty電路主要依據(jù)有源負(fù)載調(diào)制理論[5],通過λ/4阻抗變換線讓放大器在不同的輸入功率條件下表現(xiàn)不同的負(fù)載阻抗,在功率放大器飽和輸出功率和6 dB回退點(diǎn)均表現(xiàn)出雙峰效率曲線。

圖1 Doherty電路整體框圖Fig.1 Doherty circuit overall block diagram

1.1 Doherty電路原理

所謂的有源負(fù)載調(diào)制可看作是一個(gè)系統(tǒng)的負(fù)載受其他有源器件控制,改變?nèi)魏卧吹臓顟B(tài)則負(fù)載都將發(fā)生改變,如圖2所示是Doherty電路的等效原理圖,載波放大器與峰值放大器分別等效為Vcarrier和VPeak兩個(gè)電流源。

圖2 Doherty等效原理圖Fig.2 Doherty equivalent schematic

對(duì)于同一負(fù)載不同的電流源而言,其輸出阻抗是不同的,Vcarrier和VPeak對(duì)應(yīng)的阻抗為:

對(duì)于理想Doherty電路,在6 dB回退范圍內(nèi),載波放大器已達(dá)到飽和,此時(shí)其電壓保持不變,即VC與ξ無關(guān),因此可得:

故可得載波放大器輸出阻抗ZC為:

在峰值放大器未導(dǎo)通之前,其阻抗為∞,導(dǎo)通后,其阻抗為:

因此可得兩路放大器的輸出阻抗為:

圖3為載波放大器與峰值放大器的阻抗與輸出功率關(guān)系曲線圖,在低功率區(qū),載波放大器輸出阻抗為100Ω,放大器峰值阻抗為100Ω;隨著輸出功率的增大兩路放大器的阻抗均開始減小,至放大器飽和,此時(shí)載波放大器與峰值放大器輸出阻抗均為50Ω。

圖3 理想Doherty電路阻抗變換Fig.3 Ideal Doherty circuit impedance

1.2 Doherty效率

當(dāng)系統(tǒng)輸入功率較小時(shí),此時(shí)峰值放大器處于截止?fàn)顟B(tài),此時(shí)系統(tǒng)效率為:

選擇“1.1”節(jié)中的3個(gè)大豆材料，以地表撒播和常規(guī)方式分別于2017年4月27日、5月18日、6月10日和7月10日進(jìn)行播種，共播種4次，每個(gè)處理重復(fù)4次。每個(gè)小區(qū)的長、寬均為2 m，面積為4 m2，播種數(shù)量為300粒，小區(qū)間設(shè)置0.5 m的隔離帶。播種后不進(jìn)行任何管理。

當(dāng)達(dá)到峰值開啟功率后,電源直流功率Pdc為[6]:

此時(shí)系統(tǒng)輸出功率為:

因此,可得到此時(shí)效率為:

理想Doherty電路,在6 dB的回退范圍內(nèi),相對(duì)于傳統(tǒng)功率放大器效率有著巨大的提升,也正是基于此,在移動(dòng)通信基站領(lǐng)域,Doherty電路得到了廣泛應(yīng)用。圖4為理想Doherty電路與B類放大器的效率對(duì)比。

2 整體電路設(shè)計(jì)

本文采用平行式Doherty結(jié)構(gòu),載波放大器偏置于深A(yù)B類,峰值放大器偏置于C類。整體電路如圖5所示。晶體管M1與晶體管M2為Cree公司的GaN HEMT,該器件屬于新一代寬禁帶半導(dǎo)體材料,具有低輸出電容、高輸出阻抗以及高擊穿電壓的特性,可以在寬帶頻率范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)高效率和高性能,并且有助于實(shí)現(xiàn)低成本和小尺寸系統(tǒng)[7]。

圖4 理想Doherty效率曲線Fig.4 Ideal Doherty efficiency curve

2.1 功率放大器穩(wěn)定性設(shè)計(jì)

穩(wěn)定性仿真的目的是使電路在全頻帶內(nèi)都能穩(wěn)定,防止因某個(gè)頻點(diǎn)振蕩,導(dǎo)致功放發(fā)生自激現(xiàn)象,使得電路無法正常工作。實(shí)際中功放管并非理想的開關(guān),在輸出與輸入之間存在著CDS等寄生電容參數(shù),當(dāng)匹配不理想時(shí),將會(huì)產(chǎn)生較大的駐波比,使得電路發(fā)生振蕩,因此必須保證電路在全頻段內(nèi)都需要保持絕對(duì)穩(wěn)定。

傳統(tǒng)增加穩(wěn)定性的方法通過功放管的柵極串聯(lián)鎮(zhèn)流電阻與旁路電容的并聯(lián)穩(wěn)定網(wǎng)絡(luò),但這會(huì)使得增益降低。本文通過在旁路電容兩端加入小截微帶線,利用諧振提高功放增益,圖6為本文所設(shè)計(jì)的穩(wěn)定電路,1端口與信號(hào)輸入相連,2端口與放大器輸入相連。

圖5 Doherty整體電路Fig.5 Doherty overall circuit

圖6 穩(wěn)定電路Fig.6 Stabilizing circuit

2.2 Offsetline設(shè)計(jì)

Doherty電路最初是運(yùn)用于電子管,與晶體管相比,電子管的開關(guān)特性更為理想。對(duì)于晶體管而言,由于CDS等寄生參數(shù)存在,即使功放管偏置在截止區(qū),功放管仍會(huì)微弱導(dǎo)通,這使得Doherty電路性能惡化。因此本文在峰值放大器輸出串接一段50Ω微帶線,其電長度θPeak為[8]:

加入微帶線的目的,是使峰值放大器的輸出阻抗繞SMITH圓圖旋轉(zhuǎn)[9],使其輸出阻抗接近于開路。同時(shí)為了維持相位平衡,在載波放大器之后也串聯(lián)一段相同電長度的微帶線。

圖7為加入Offsetline前后放大器阻抗的變化,在加入Offsetline前,峰值放大器的輸出阻抗僅有30Ω,與理想值差距較大,因此嚴(yán)重影響了整體的性能。加入Offsetline之后,峰值放大器的輸出阻抗得到了極大提高,其圖像與圖3的理想Doherty圖像一致。因此,對(duì)于晶體管而言,加入Offsetline電路可以極大地提高Doherty電路的性能。

圖7 添加Offsetline前后阻抗對(duì)比Fig.7 Comparison of impedance before and after adding Offsetline

2.3 功分器設(shè)計(jì)

功分器的作用是將輸入功率分成多路輸出的器件,并保證各個(gè)端口之間有良好的隔離度。在Doherty電路中,由于載波放大器之后串接了λ/4阻抗變換線,因此在載波放大器與峰值放大器之間存在著90°的相位差,為了抵消此相位差,一般在峰值放大器柵極之前也串接λ/4阻抗變換線。本文為了減少λ/4阻抗變換線的使用,功分器使用90°分支線耦合電橋。

圖8為分支線耦合電橋的S參數(shù)仿真結(jié)果,功分器輸入回波損耗在3.45 GHz頻點(diǎn)約為-40 dB,隔離度為-44 dB,插入損耗為-3.1 dB。在3.45 GHz頻點(diǎn)有較好的性能。

圖8 功分器S參數(shù)仿真Fig.8 S-parameter simulation of power splitter

3 版圖設(shè)計(jì)與仿真

本次版圖設(shè)計(jì)與仿真均采用ADS軟件,最后版圖整體布局如圖9所示。功放管為Cree公司的GaN HEMT,載波放大器與峰值放大器的偏壓分別為-2.9 V和-6.1 V,放大器的漏極電壓均為28 V。

圖9 layout整體布局Fig.9 Overall layout

電路在ADS Momentum下進(jìn)行建模后,進(jìn)行版圖-原理圖聯(lián)合仿真。圖10,11為單音仿真結(jié)果,在3.45 GHz頻點(diǎn)的連續(xù)波的單音仿真測試下,可以看到仿真效率曲線出現(xiàn)了兩次波峰。小信號(hào)增益為13.801 dB,飽和功率點(diǎn)效率為71.371%,回退點(diǎn)效率為63.037%,回退值為6.2 dB,飽和輸出功率為44.412 dBm,3 dB壓縮點(diǎn)輸出功率為43.297 dBm。圖12為雙音仿真結(jié)果。在頻率間隔5 MHz的雙音仿真測試下,在回退點(diǎn)處IMD3為-21.248 dBc,IMD5為-28.080 dBc。

圖10 增益與功率附加效率隨功率變化曲線Fig.10 Gain and power added efficiency vs.power curve

圖11 輸出功率隨功率變化曲線Fig.11 Output power vs.power curve

圖12 IMD3與IMD5Fig.12 IMD3 and IMD5

利用峰均功率比為10 dB、5 MHz的單載波的FDD信號(hào)在3.45 GHz頻點(diǎn)進(jìn)行線性測試,測得在34 dBm的平均輸出功率下,ACLR(±5 MHz)為-32.652 dBc,ACLR(±10MHz)為 -46.409 dBc,EVM為7.284%,圖13,14為仿真曲線。

圖13 誤差向量幅度(EVM)Fig.13 Error vector magnitude(EVM)

圖14 鄰道泄漏比(ACLR)Fig.14 Adjacent channel leakage ratio(ACLR)

表1將本文的工作與其他已發(fā)表的使用同一型號(hào)功放管的Doherty功放進(jìn)行了對(duì)比?？梢钥闯?本文所設(shè)計(jì)的Doherty功放具有高輸出功率、高回退效率和高增益。

表1 本文功放與其他已發(fā)表Doherty功放的對(duì)比Tab.1 Comparison of this amplifier with other published Doherty amplifiers

4 結(jié)論

本文介紹了Doherty電路的基本原理,重點(diǎn)分析了Doherty電路在不同輸入功率下的輸出阻抗與效率。為了減小電路面積,本文使用分支線耦合電橋代替了Wilkinson功分器,為了使電路穩(wěn)定且不影響電路增益,提出了一種新的穩(wěn)定性電路,為了提高電路的性能,引入了Offsetline補(bǔ)償線,使輸出阻抗變化曲線與理想曲線一致。本文通過對(duì)多項(xiàng)指標(biāo)進(jìn)行折中,最終完成的電路具有高輸出功率、高回退效率和高增益,可以很好地應(yīng)對(duì)當(dāng)今高峰均功率比的移動(dòng)通信應(yīng)用。