基于移相控制的壓電陶瓷驅動器設計

劉 桃，桑朝春，朱玉玉，武 麗

（西南科技大學 信息工程學院，綿陽 621000）

0 引言

壓電陶瓷是一種能夠將機械能和電能互相轉換的信息功能陶瓷材料，具有體積小、功率密度大、響應速度快和出力大等特點[1,2]。壓電陶瓷廣泛應用于超聲醫療、聲納系統、微位移輸出裝置、航空航天等研究領域[3～5]。但是，隨著科學技術的飛速發展，基于單層壓電陶瓷的產品已經不能在諸多的應用領域中滿足要求，于是能產生大位移、大推力的機械封裝壓電陶瓷堆疊受到了越來越多的關注。即將單片壓電陶瓷交叉堆疊起來，再用機械結構進行封裝，即對壓電陶瓷起到保護作用，又使得其動態性能更好，這同時也對壓電陶瓷驅動器有了更高的要求，需要更高的驅動電壓、電流及低紋波[2]。壓電陶瓷驅動器一般分為開關式和直流放大式，直流放大式驅動器輸出紋波小，但效率和輸出功率較低；而開關式驅動器輸出效率和功率高，但輸出紋波和失真偏大，顯然開關式驅動器的性能更適合驅動壓電陶瓷堆疊[6]。而紋波電流對壓電陶瓷的使用壽命有著重大影響，同時也會引起機械應力，因為壓電陶瓷的位移與累積的電荷成比例[7,8]。為解決開關式驅動器輸出紋波大的問題，設計采用移相控制的并聯式主電路，增加驅動電流的等效開關頻率結合LCL濾波器，實現低紋波失真、高壓和大功率的驅動。

1 電路設計

1.1 系統結構

驅動器將輸入的交流市電進行整流濾波變成直流，然后經過DC-DC隔離電路進行隔離調壓，輸出可調直流電壓給并聯式主電路提供直流電源。系統結構如圖1所示。

圖1 系統結構框圖

控制系統以TI公司的數字信號處理（DSP）芯片TMS320F28335為控制核心，對輸入信號進行采集，調節輸出脈沖寬度調制（PWM）信號的占空比，PWM信號經過隔離驅動隔離放大后控制DC-DC隔離電路中金屬-氧化物半導體場效應晶體管（MOSFET）的柵極電壓來實現輸出電壓的調節。DSP在對輸入信號采集的同時輸出按輸入信號變化的PWM信號，控制并聯式主電路，使其輸出按輸入小信號變化的高壓信號以驅動壓電陶瓷。反饋電路包括采樣網絡和A/D芯片，采樣網絡對壓電陶瓷上的電壓和電流進行采集。A/D芯片將采樣網絡輸出的模擬信號轉換為數字信號并輸出給DSP。DSP將采集的數字信號與預設值做差后結合比例-積分-微分（PID）控制進一步調整輸出的PWM信號來對DC-DC隔離電路和并聯式主電路來實現閉環控制，以使放大增益閉環和提供驅動器的動態性能。

1.2 DC-DC隔離電路

DC-DC隔離電路的拓撲如圖2所示，由Q1、Q2、Q3和Q44個MOSFET組成的全橋電路，互為對角的兩個同時導通，而同一側半橋上下兩個交替導通，將整流濾波電路輸出的電壓Vin轉換成同幅值的交流電壓，加在變壓器T的一次側。改變驅動MOSFET的PWM占空比就能改變二極管D1、D2、D3和D4組成整流電路的整流電壓平均值，也就改變了輸出電壓Vdc。

圖2 DC-DC隔離電路拓撲

為了避免同一側半橋電路中上下MOSFET在換流過程中發生同時導通而損壞開關管或前級電路的現象，每個MOSFET的PWM信號各自占空比不能超過50%，并且保留一定的裕量。當濾波電感L的電流在整個開關周期中保持連續時，輸出電壓Vdc為[9]：

a為開關PWM控制信號的占空比，N1為變壓器T原邊的匝數，N2為副邊的匝數。實際電路中使用原副邊匝比為1:5的變壓器，調整PWM占空比a的大小使DC-DC隔離電路輸出電壓Vdc的最大值達1000V。

1.3 并聯式主電路

并聯式主電路拓撲如圖3所示，它是由4路單相半橋電路并聯而成（A、B、C、D共4路），輸入直流電壓Vdc由前級DC-DC隔離電路提供。控制系統的DSP通過修改移相寄存器產生4對8路正弦脈寬調制（SPWM）信號對電路進行控制，每路上下橋臂MOSFET的SPWM控制信號互補，為避免上下橋臂同時導通將電路短路，保留一定的死區時間。每路輸出分別經過電感L1、L2、L3和L4濾波，在E點相互疊加。再經過電容C1和電感Lo構成LCL濾波器濾波輸出到壓電陶瓷疊堆C2上，得到低失真、低紋波的正弦電壓和電流。

圖3 并聯式主電路拓撲

為保證良好的電流疊加效果，各路半橋電路的輸出電感L1、L2、L3和L4的感值保持一致。單獨分析其中一路構成的LCL濾波器即可，以A路為例，其等效電路如圖4所示。ui、uo分別為橋臂側輸入電壓和濾波器輸出電壓；L1、Lo和C1分別為橋臂側電感、輸出側電感和電容，總電感為La=L1+Lo；i1、ic和io分別為橋臂側電流、流過電容電流和輸出電流；R1、Ro分別為電感L1和Lo的等效串聯電阻。

圖4 LCL濾波器等效電路圖

與L型濾波器相比，LCL濾波器是利用了電感電容對不同頻率分量所呈現阻抗差異性的特點，濾波器增加了濾波電容C1和輸出側濾波電感Lo，電感支路對高頻阻抗大，而電容支路則小[10]。加入C1和Lo后可對橋臂輸出含有高次諧波的電流i1進行并聯阻抗分流，濾波電容C1為高頻部分電流ic提供低阻抗通路，從而降低注入壓電陶瓷的諧波電流分量[11]。

由圖4可以得到橋臂側輸入電壓到輸出電流與橋臂側電流的傳遞函數：

式中：a3=L1LoC1；a2=（R1Lo+RoL1）C1；a1=La+R1RoC1；a0=R1+Ro。

LCL濾波器諧振頻率設計不應過高或過低，LCL濾波器諧振頻率fres計算如下式：

對于并網逆變器一般采用的范圍為10fb

1.4 反饋電路

實現增益100倍的閉環控制，需要實時采集輸出電壓的值作為反饋。電壓采集通過精度為0.1%的高精度電阻網絡分壓，將高壓輸出信號轉換為毫伏級信號，再通過隔離運放進行隔離放大后輸出到具有4通道、16位數據精度、1MHz采樣率的數模轉換芯片中。DSP通過串行外設接口與數模轉換芯片通信，讀取反饋瞬時電壓值，進行峰值檢測后與期望增益電壓值做差，進行PID調節。

為防止高頻時驅動器輸出電流過大損壞驅動器或壓電陶瓷需要采集輸出電流進行過流保護。電流采集與輸出電壓采集同理，選用毫歐級的高精度采樣電阻，串接到輸出回路當中，將電流信號轉換為電壓信號。經過隔離運放隔離放大后通過數模轉換芯片輸出到DSP芯片中。由于電流信號一般為正弦信號，需要進行有效值計算。將一個周期內的采集值進行計算，得到電流有效值Irms為：

式中：N為一個周期內的采用點數；m為第m次采樣計數值；im為第m次采樣的瞬時電流值。

2 并聯式主電路的移相控制及仿真

并聯式主電路采用4重移相SPWM控制策略，4重移相SPWM的工作原理是，4個相位依次相差90°的三角載波信號，由一個同頻同相的正弦信號進行調制。最終產生4路相位依次相差90°的SPWM信號，如圖5(a)所示。這4路SPWM信號從上到下分別用于控制圖3中的M1、M2、M3和M4，它們的相位依次是0°、90°、180°和270°。8個MOSFET的SPWM控制信號，基波頻率均為2kHz，載波頻率（開關頻率）均為100kHz。4個橋臂輸出4路幅值同Vdc的高壓SPWM信號頻率也為100kHz，僅相位依次相差90°。這4路高壓SPWM信號經過各自的濾波電感L1、L2、L3和L4的濾波在E點復合疊加后等效出的載波頻率為400kHz。

在仿真軟件中進行4重移相并聯電路平臺的搭建并進行仿真，具體仿真參數如表1所示。

仿真結果如圖4(b)所示，4路橋臂輸出電感中紋波頻率為100kHz的電流和它們經過復合疊加濾波后的輸出電流，該電流平滑無明顯失真且幅值為單路電流幅值的4倍。圖4(c)為圖4(b)中虛線位置電流的局部放大圖，i1、i2、i3、i4分別為電感L1、L2、L3和L4中流過的電流，它們相位同樣依次相差90°。圖4(d)為電路輸出峰值為150V，頻率為2kHz的電壓信號，總諧波失真（THD）小于3%。改變基波信號的頻率使其在2kHz范圍內變化，觀察輸出電流的THD，發現其始終保持在4%以內。

表1 仿真參數

圖5 4重移相控制仿真波形

3 實驗驗證

根據以上設計方案和仿真參數，設計了一臺基于移相控制的壓電陶瓷驅動器的實物，如圖6所示。為對驅動器中功率MOSFET進行良好的散熱，采用了從PCB背面安裝，平貼散熱器的方式，并加裝了風扇根據溫度進行調速。測試采用的壓電陶瓷等效電容為5μF，最大驅動電壓為1000V。

圖6 驅動器實物圖

3.1 輸出測試

當輸入信號是峰值1.5V，頻率為2kHz的正弦信號時檢測驅動器輸出電壓和電流，如圖7所示。輸出電壓電流頻率同為2kHz，電壓峰值為149V，增益近乎為100倍，電流峰值為6A。圖8為輸入信號峰值9.5V，頻率500Hz的輸出波形。電壓峰值960V，電流峰值6A，此時壓電陶瓷的位移接近達到最大標稱值。在輸入信號幅值固定不變的情況下，隨機改變其頻率，觀察驅動器輸出電流的THD值。結果如表2所示。最大電流THD值小于5%，由于實際器件參數并不能完全匹配仿真值，存在一定的誤差，所以實測值較仿真結果略大。

圖7 輸入1.5V，頻率2kHz

圖8 輸入9.5V，頻率500Hz

表2 電流總諧波失真

3.2 動態性能測試

壓電陶瓷的應用場合往往對其驅動器的動態性能有較高的要求。用信號發生器產生不同頻率、不同幅值的正弦波信號作為驅動器的輸入，通過示波器觀察并記錄輸出信號的幅值，得到不同頻率輸入輸出電壓關系圖，如圖9所示。可以看到當信號頻率在2kHz及以下時，其關系曲線基本保持固定的斜率，良好的維持了100倍的固定電壓增益，最大輸出電壓960V。當信號頻率為2500Hz時，放大倍數出現了明顯的偏移，但在設計頻帶2kHz以下驅動器具有良好的動態性能。

圖9 不同頻率輸入輸出電壓關系

3.3 階躍響應測試

通過函數發生器輸出0～3V的階躍信號作為驅動器的輸入信號，通過示波器觀察驅動器的輸出電壓信號，如圖10所示。輸出電壓波形無過沖，響應時間快，0～300V響應時間約為200μs。

圖10 階躍響應測試

4 結語

針對開關式壓電陶瓷驅動器輸出電流失真，紋波大等問題，設計了基于移相控制的壓電陶瓷驅動器。主電路采用半橋電路并聯的結構結合移相控制，增加電流等效開關頻率，并采用LCL濾波器控制諧波。實驗結果表明基于該電路結構和控制方法的開關式壓電陶瓷驅動器工作穩定，輸出電流失真較小，具有良好的動態性能和快速的響應能力。