高中頻數字收發組件信號同步設計

胡子揚，陳文鋒，丁慶東

(中國船舶集團有限公司第八研究院，南京 211153)

0 引 言

隨著相控陣雷達技術和硬件水平的不斷發展，雷達的數字收發組件向著帶寬越來越寬、中頻越來越高的方向發展。對于傳統的低中頻數字收發組件而言，往往有專門的變頻模塊實現信號的上下混頻。此時，對于不同的通道，用于上下混頻的本振信號具有相同的頻率和相位。這樣，信號經過上混頻、發射、接收、下混頻的過程所帶來的相位變化可以相互抵消，也即在信號的發射和接收的過程中無需額外考慮信號因混頻帶來的相位變化。

數字組件采用高中頻意味著從基帶信號到中頻信號之間要經過一級數字NCO進行DUC或者DDC。不同組件甚至通道之間的數字NCO的產生都是獨立的。如果不對數字NCO進行同步設計，往往會導致收發組件間相位不同步，抑或無法實現相參積累。[1]

本文通過對數字NCO的原理和帶來的相位影響進行分析，在基于硬件的基礎上進行同步設計，以實現高中頻數字收發組件信號的同步。

1 數字NCO混頻原理簡介

圖1所示為數字NCO混頻原理框圖。假設xs(t)=cos (2πft+θ),其中f為信號頻率，θ為信號初相。x0(t)=cos (2πf0t+φ)，其中f0為本振頻率，φ為本振初相。

圖1 數字NCO混頻原理框圖

則信號經過數字NCO混頻后，得到

xi(t)=cos(2πft+θ)cos(2πf0t+φ)

=cos[2π(f+f0)t+(θ+φ)]+

cos [2π(f-f0)t+(θ-φ)]

(1)

假設此過程為下混頻，經過濾波后得到信號

xi(t)=cos [2π(f-f0)t+(θ-φ)]

(2)

若為上混頻，則經過濾波后得到信號

xi(t)=cos [2π(f+f0)t+(θ+φ)]

(3)

可得到混頻后的信號頻率為f-f0，初相為θ-φ。可見，經過數字NCO混頻后信號的頻率和相位均發生了改變。

2 相控陣雷達對數字組件上下混頻的要求

對于相控陣雷達來說，基帶信號經過上混頻后放大成電磁波發射出去，經物體反射回來后再經下混頻變為接收基帶信號進行處理，忽略模擬混頻帶來的影響。

假設上行基帶信號為xs(t)=cos (2πft+θ)，信號是以脈沖形式產生的，其中θ為脈沖起始時刻基帶信號的初相。上行數字NCO產生的本振信號為x0(t)=cos [2πf0t+φ0(t)]。本振信號是連續產生的，其中φ0(t)為脈沖起始時刻本振信號的初相，為時間t的一次函數，斜率與頻率f0有關。通過上變頻后得到的信號：

文中涉及的記號與術語可參見[1,10-11]。若X是拓撲空間,F?X,F在X中的閉包記為clF,在涉及多個空間時,為區分起見也記作clXF。空間X的全體開集與全體閉集分別記為Ο(x)與Γ(x)。

xu(t)=cos {2π(f+f0)t+[θ+φ0(t)]}

(4)

相控陣雷達要求產生同頻同相的信號進行移相后再進行空間波束合成。由于每個基帶的信號xs(t)完全相同，因此每個通道的數字NCO產生的本振信號x0(t)也必須完全相同。

上行信號發射出去后，經過空間傳播、反射，再接收回來后的信號在脈沖起始時刻初相不變，即

xd(t)=xu(t)=cos {2π(f-f0)t+[θ-φ0(t)]}

(5)

假設下行數字NCO產生的本振信號為x1(t)=cos [2πf1t+φ1(t)]，下行本振信號同樣為連續的，其中φ1(t)為脈沖起始時刻下行本振信號的初相，其為時間t的一次函數，斜率與頻率f1有關。通過下混頻后得到的信號：

xy(t)=xd(t)x1(t)

=cos {2π(f+f0-f1)t+[θ+φ0(t)-φ1(t)]}

(6)

為了實現脈沖相干積累，要求信號xy(t)的相位θ+φ0(t)-φ1(t)是一個常數，即φ0(t)-φ1(t)是一個常數。由于φ0(t)是f0的一次函數，φ1(t)是f1的一次函數，故要求f0=f1，或者當f0≠f1時在脈沖起始時刻φ0(t)=φ1(t)，即每個脈沖周期之前都要復位一次上下行數字NCO的相位。

3 高中頻數字收發組件同步設計

在第2節中可以看到，高中頻數字收發組件分為兩種情況，一種為相同的混頻信號頻率，一種為不同的混頻信號頻率。這兩種情況在實際應用中都會遇到，前一種多為FPGA內部使用數字NCO進行上下混頻，后一種多為使用AD、DA器件內部數字NCO進行上下混頻。[3]

圖2 同頻本振系統設計框圖

對于不同的混頻信號頻率，必須保證在脈沖之前復位上下行數字NCO，以使得脈沖起始時刻不同通道上下行數字NCO的初始相位在每個周期中保持相同，即可實現通道信號同步并可實現脈沖相參積累。其實現系統框圖如圖3所示。

圖3 不同頻本振系統設計框圖

圖3中，SYNC為用于NCO同步的觸發信號，每周期一次。在利用AD、DA內部數字NCO進行上下變頻的情況，需根據具體硬件情況設計同步方式，例如AD9680利用SYSREF信號同步，AD9154利用Data Key實現NCO同步等。[3]

4 系統仿真結果

首先仿真同頻連續本振信號。仿真中，設定系統采樣率為1 MHz，基帶信號為20 kHz，本振頻率為200 kHz。為了方便顯示結果，基帶信號和本振信號均為復信號。[3]可以看到，基帶信號經過上混頻和下混頻后頻率變化如圖4所示。

圖4 同頻連續本振混頻仿真圖

在該信號基礎上，對多個通道信號進行上行布相，即在信號上混頻后對21個上行通道進行布相，可以得到如圖5所示結果。

仿真不同頻本振信號。仿真中，設定系統采樣率為1 MHz，基帶信號為20 kHz，上混頻本振頻率為200 kHz，下混頻本振頻率為150 kHz。每個脈沖起始本振初相復位為0。為了方便顯示結果，基帶信號和本振信號均為復信號。可以看到，基帶信號經過上混頻和下混頻后頻率變化如圖6所示。

圖5 同頻連續本振系統布相后相位結果

在該信號基礎上對多個通道信號進行上行布相，即在信號上混頻后對21個上行通道進行布相，可以得到如圖7所示結果。

圖7 不同頻本振系統布相后相位結果

5 結束語

本文通過理論分析和仿真結果得出了高中頻數字收發組件信號同步設計的基本要求：對于同頻本振系統來說，要求：(1)所有通道上行數字NCO初相相同；(2)所有通道下行數字NCO初相相同。對于不同頻本振系統來說要求：(1)所有通道上行數字NCO初相相同；(2)所有通道下行數字NCO初相相同；(3)每個周期對上下行數字NCO初相進行復位。

本文的結論不僅具有仿真驗證結果，同時在硬件電路上進行了驗證。驗證結果表明，本文結論對于實現高中頻數字收發組件信號同步具有實用意義。