衛星用高光譜紅外焦平面讀出電路設計

吳圣娟，胡彥博，胡 旭，洪建堂，李紅福，馬伊娜，鄧 蔚

衛星用高光譜紅外焦平面讀出電路設計

吳圣娟，胡彥博，胡 旭，洪建堂，李紅福，馬伊娜，鄧 蔚

（昆明物理研究所，云南 昆明 650223）

研制出一款高性能衛星用高光譜紅外焦平面CMOS（complementary metal oxide semiconductor）讀出電路ROIC（readout integrated circuit）芯片。讀出電路設計包括任意行選擇功能以及行增益單獨調制功能，滿足高光譜應用對讀出電路提出的新要求。讀出電路7檔增益可選，適用于中波與短波碲鎘汞HgCdTe（MCT）芯片；其他功能包括邊積分邊讀出IWR（integration while reading），抗暈，串口功能控制以及全芯片電注入測試功能。讀出電路采用0.35mm曝光縫合工藝，電源電壓5V，測試結果表現出良好的性能：在77K條件下，全幀頻可達450Hz，功耗可調且典型值為300mW。本文介紹了在讀出電路設計的基本架構，提出設計中遇到的問題以及相應的解決方法，在文末給出了電路的測試結果。

衛星用讀出電路；高光譜探測器；碲鎘汞；行選擇功能

0 引言

高光譜遙感是窄波段連續的光譜通道對地物持續遙感成像的技術，它是在成像光譜學的基礎上發展起來的。相對于傳統遙感技術，高光譜成像光譜儀成像通道更多，能獲得更多的光譜空間信息來提高識別能力，在環境監測、大氣探測、地球資源普查、自然災害、天文觀測等諸多領域中得到廣泛的應用[1-5]。

美國JPL實驗室于20世紀80年代初期研制成功第一臺機載成像光譜儀，稱為AIS，這是高光譜成像技術的首次探索。1988年，Goetz博士在Science上系統性闡述了成像光譜技術在地球遙感領域的應用能力，并公布其研究團隊利用AIS飛行數據進行應用研究的結果。此后，經典的機載AVIRIS、EO-1衛星Hyperion等成像光譜儀相繼投入應用，引領著高光譜成像技術的發展方向[6]。我國近幾年來航空航天遙感發展迅速，“高分五號”衛星是我國第一顆高光譜綜合觀測衛星，用于獲取從紫外到長波紅外譜段的高光譜分辨率遙感數據?！案叻治逄枴毙l星是我國先進的高光譜探測衛星，也是國家“高分專項”中搭載載荷最多、光譜分辨率最高、研制難度最大的衛星，其多項指標達到國際先進水平[7-8]。

高光譜設備通過高數量光譜通道來成像。同其他常用的遙感手段相比，成像光譜獲得的數據具有波段多、光譜分辨率和空間分辨率高等特點。高數量光譜通道一般有幾十個到上百個覆蓋連續的光譜的通道，例如本文介紹的高光譜探測器有256個譜段；高光譜分光在關注的波段范圍內具有高分辨率，通常為納米數量級[9-10]。

應用于高光譜成像的讀出電路，空間維（列方向）一般比光譜維（行方向）長，芯片成品是細長形，例如，本文高光譜電路為1024×256陣列，通過拼接，陣列可到3k×256、8k×256或更大。高光譜成像原理如圖1所示，高光譜探測器在光譜維方向上進行分光，即每行對應一個譜段。

1 總體設計

1.1 讀出電路總體結構設計

讀出電路系統框架如圖2所示，像元陣列、列級電路以及輸出接口電路構成信號模擬通路。數字電路包括控制波形產生電路、行列譯碼電路、增益選擇模塊、行選擇模塊以及配置字串并轉換模塊。增益選擇、行選擇模塊由外部的配置字控制，并直接作用于陣列開關。偏壓模塊產生模擬偏壓，為像元放大器、列放大器以及輸出放大器提供偏置。

1.2 讀出電路主要性能參數

讀出電路像元陣列1024×256，像元中心距30mm，積分電容設計7檔可調，讀出模式為IWR（integration while reading）模式。具體如表1所示。

為增加讀出電路的應用范圍，讀出電路設計7檔增益可調，如表2所示，經過測試驗證，電路可應用于中波和短波MCT探測器。

圖1 高光譜成像示意圖

2 電路設計

2.1 輸入級單元電路選擇

像元電路選擇電容跨導放大器CTIA結構。主要原因包括：

1）與DI結構相比，CTIA結構注入效率高。在短波與中波高光譜應用中，由于分光的需要，每行的波段窄，光電流一般較小。直接注入DI結構因注入效率低，不適合處理小電流。

2）與SFD結構相比，CTIA結構可以更好地穩定光電二極管偏壓，線性度高，并且可以合理地設計積分電容。SFD結構以探測器器件寄生電容為積分電容，因此積分電容是固定值且與器件工藝有關。SFD結構電路的線性度不如CTIA，因為探測器寄生電容隨著探測器偏壓改變。SFD適用于積分時間需要很長的探測器[11]，不適用于高速讀出應用。

圖2 讀出電路結構示意圖

表1 讀出電路主要性能參數

表2 讀出電路7檔增益

綜上所述，讀出電路選擇CTIA作為輸入級。DI，CTIA，與SFD結構示意圖如表3所示。

表3 三種輸入級結構比較

2.2 CTIA輸入級結構設計

CTIA輸入級結構示意圖如圖3所示。光電二極管偏壓是由放大器負反饋端來穩定，設計CTIA放大器為高增益放大器，因此V-≈V+。圖中C1為積分電容，用來存儲信號電荷。C2為濾波電容，作用為：①增加放大器輸出結點電容，以降低主極點，提高電路穩定性；②降低噪聲帶寬以降低放大器輸出噪聲電壓。C3為采樣保持電容，配合IWR模式實現邊積分邊讀出功能。圖4為像元電路控制信號波形圖。

圖3 像元電路示意圖

圖4 CTIA電路控制信號波形圖

2.3 像元開關設計

2.3.1 開關設計分析

像元開關包括CTIA復位開關INT_RST以及IWR模式開關IWR_SW，如圖3所示。像元開關在設計時需要關注以下兩方面：

1）噪聲問題。開關動態過程會給系統引入噪聲。定性分析：由于開關輸入端到系統輸出端低頻增益低，因此暫不考慮開關動態過程引入的低頻噪聲。動態過程引入的高頻噪聲分析如下：開關過程引入的高頻噪聲在系統輸出端有響應。CTIA放大器主極點處有低通濾波功能，能濾除高于截止頻率的噪聲。截止頻率與out×out有關，即受到設計結構的限制。另外一種想法是讓開關過程足夠慢，該方法可以減小高頻信號的引入，其次，由于幾十萬個CTIA同時進行開和關的動作，快速的開關過程對電源供電能力、陣列的穩定性設計都提出挑戰，因此設計希望緩慢的開關過程。通過分析開關信號頻譜圖，確定開關信號合適的上升/下降時間，從而減小中高頻噪聲。

2）不均勻性問題。所有像元積分起點和終點是由像元開關控制，由于金屬線的寄生電阻，信號的傳遞存在延時，即與驅動電路的距離相關，帶來不均勻性問題。從版圖方面考慮，若兩個像元積分起點（INT_RST控制）相差時間D，積分終點（IWR_SW控制）也同樣相差時間D，則兩個像元總的積分時間相同，消除不均勻性問題。從電路考慮，信號在傳遞過程中，若降低信號傳遞過程中寄生電阻上的壓降，則可降低RC延時。降低上壓降的方法有兩種：一是增加版圖金屬線寬，金屬走線使用網格設計，以降低電阻值；二是降低金屬線驅動電流，設計考慮用一個緩沖器驅動整個面陣的開關。緩沖器的驅動電流能力有限，分配到像元內寄生電阻的電流小，電阻上的壓降變低，則像元間電容壓差變小，達到降低延時的目的。實際設計過程中，版圖布局布線的需要，有時增加金屬線寬或使用網格線的方法會受到限制，因此需要同時從版圖和電路兩個方面來設計。

2.3.2 復位開關的頻譜特性

復位開關波形()圖如圖5所示。

圖5 復位開關波形圖

對方波信號進行頻譜分析。傅里葉積分公式：

()分段函數值如下所示：

式中：＝5/(－)。

則根據公式(1)求得()的傅里葉函數值(j)：

固定＝5ms，計算1＝－＝10ns，2ms，5ms，10ms下(j)的幅值。

利用Matlab計算并畫出頻譜圖，依次獲得1＝10ns，2ms，5ms，10ms下頻譜圖，如圖6所示。

圖6 頻譜分析圖

從圖中可知，1越大，則高頻幅值越低，引入到系統中的高頻噪聲越小。設計采用一個緩沖器驅動整個像元陣列的開關，通過調整緩沖器的寬長比，即調整其驅動能力達到1設計目標值。綜合緩沖器的驅動能力的設計，選擇上升/下降時間1＝2ms為設計目標。

2.3.3 像元開關設計

每個像元都有一個復位開關，電路可以設計為一個緩沖器控制一行，也可以設計為一個緩沖器控制整個陣列，本設計選擇后者。緩沖器所帶負載為分布式電阻電容，負載與版圖設計相關，為得到精確的結果，對單個像元進行后仿真。像元負載的后仿真模型如圖7所示，其中，1，2為像元與相鄰像元的接口，1，2，3，1，2為金屬連接線的寄生電阻電容，M1為積分復位開關管。其中，1的源漏接地，即仿真開關管寄生電容最大的情況。

在低溫77K下，通過后仿真得到：1＝300mW，2＝400mW，3＝2.6W，1＝5.4f，2＝1.9f。

總仿真模型是單個像元模型的陣列形式，如圖8所示。圖中為了簡便，每個像元（cell）單元用一個電阻電容，實際仿真時，cell單元如圖7所示。

圖7 像元開關負載

2.3.4 像元開關仿真結果

通過仿真可以直觀地了解電阻電容網絡中：①各個結點的電壓值；②各個結點上升/下降時間。

1）直流仿真

仿真結果如圖9所示。結果表明，通過調整緩沖器驅動，使結點1<0>（位置如圖8所示）處電壓上升時間約為2ms，符合設計預期。

圖8 全陣列金屬線仿真模型

Fig.8 Simulation model for full array metal wire

圖9 直流信號仿真結果

2）不均勻性的影響分析

通過對圖8進行仿真，電阻/電容網絡4個角上2<0>，1<0>，2<255>，1<255>的上升時間進行對比，仿真結果如圖10所示。仿真最快的結點是離buffer最近的點2<255>，上升到2.5V時所用時間為5.792ms，最慢的點是對角線上的點1<0>，上升到2.5V電壓所用時間為5.807ms，兩個時間相差15ns。由于buffer的驅動能力有限，金屬網絡中像元寄生電阻分得的電流很小，電阻上的電壓降很小，因此上升過程中，1<0>與2<255>兩點的電壓值在可以接受的范圍內。

仿真過程中發現，CTIA復位開關上升/下降時間越短，積分電容F上的瞬時電流抖動越大。目前沒有直接的實驗結果證明CTIA復位開關的設計與輸出噪聲的關系，但綜合像元電路性能和CTIA陣列穩定性方面，決定暫時使用上述設計方法，等待后續全面的測試驗證來進行評判。

圖10 不均勻性仿真對照

2.4 讀出電路任意行選擇以及行增益單獨調制選擇功能

高光譜器件中，讀出電路需要提供多種功能，其中比較關注的功能如下：

任意行選功能。讀出電路設計過程中，由于分光引起的某些行的光譜信息比較重要，因此要求讀出時只開啟關注的行，讀出電路要有任意行選擇的功能。

行增益單獨調制功能。通常高光譜探測器具有高分辨率，即每行波段窄，且由于每行攜帶的光譜信息不同，光電流不同，因此要求讀出電路設計多級增益，且每行可單獨選擇增益，以滿足高光譜需求。

行增益單獨調制實現：通過外部配置字控制每行增益。配置字有768位用來控制增益選擇，每行對應3位。控制字是串行輸入，通過串并轉換電路將配置字存入內部寄存器中，寄存器的輸出則用來控制增益開關。讀出電路共7檔增益，以覆蓋更大范圍的譜段。

任意行選擇電路的實現：①通過外部配置字輸入，確定需要輸出的行。配置字有256位用來控制行選擇。②行選擇電路邏輯圖如圖11所示。行計數器每加一位，行選電路進行判斷，若該行需要讀出，則行計數器保持，等待載入該行；若不需要讀出，下個時鐘脈沖繼續尋址。

3 基于曝光縫合讀出電路版圖設計

1024×256讀出電路版圖設計基于0.35mm CMOS工藝，電路屬于數?；旌霞呻娐?，版圖設計時，在列方向（方向）上，讀出電路芯片尺寸超出標準CMOS工藝最大曝光尺寸，需要采用曝光縫合工藝來解決。電路和版圖設計過程中充分考慮了曝光縫合的需求，將電路在方向（列方向）上劃分為4個重復單元，以配合代工廠曝光縫合工藝。版圖如圖12所示。這款電路在方向（行方向）上不需要縫合。

4 讀出電路測試驗證

4.1 電路功能及基本性能驗證

電路功能驗證包括IWR功能、任意行選擇功能及行增益單獨調制功能等。讀出電路流片返回后，在中測杜瓦瓶內進行測試驗證，利用液氮降溫，通過讀出電路測試系統來驗證讀出電路功能，像元注入由test管完成，利用示波器波形來驗證電路功能。通過實驗驗證，讀出電路IWR功能、任意行選擇功能及行增益單獨調制功能驗證結果符合預期，測試結果如表4所示。

圖11 行選電路邏輯圖

Fig.11 Line selection circuit schematic

圖12 帶曝光縫合的版圖設計

表4 讀出電路測試結果

讀出電路經過倒裝焊工藝與MCT芯片連接進行性能驗證：將讀出電路分別與中波及短波MCT芯片互連，連接制冷機降溫至77K，經過測試，讀出電路表現出較好的性能。實際應用時，可以根據高光譜需求，選擇適合的電容擋位以得到好的成像結果。

4.2 噪聲的分析及測試結果

理想放大器噪聲分析如圖13所示。

圖13 理想放大器噪聲分析

根據圖13(d)小信號等效模型列方程，求解與DN和A的關系式，其中DN為探測器光電子噪聲，A為放大器等效輸入噪聲，I為放大器輸入電容。

1(D－1＋j1)＋jF(1－())＝DN() (2)

1＋e()＋()/＝0 (3)

式中：1為D＋I，解方程得：

式中：T＝D＋I＋F

通過輸入輸出譜密度關系式Y()＝X()|()|2以及放大器噪聲與光子噪聲的不相關性，得到噪聲譜密度V()為：

當理想放大器→∞時，式(4)可寫成：

對(5)式進行分析，式中第一項可以解釋為噪聲電流在積分電容上積累形成的噪聲電壓；第二項和第三項與放大器噪聲有關，與探測器寄生電阻D和寄生電容D有關。通過上述分析，可以得出以下結論：

1）噪聲與積分電容F呈反比關系，積分電容F大時輸出噪聲小。

2）噪聲與光電流D呈正比關系，光電流D大時輸出噪聲大。

3）增大探測器電阻D（(6)式第二項），可減小噪聲。

4）減小探測器寄生電容D（(6)式第三項），可減小噪聲。

5）噪聲與電路積分時間有關，且隨著積分時間的增加而增加。

實際測試噪聲是按照GB/T 17444的國家標準的方法來進行。測試結果如表5所示。測試時，探測器溫度穩定在77K，黑體溫度為293K和308K，信號響應電壓是兩種黑體溫度下的直流電壓的差值。不同積分電容下，直流電壓均為2.8V左右，方便比較噪聲。表中，動態范圍是20倍擺幅與噪聲比值的對數值，信噪比是響應電壓與噪聲的比值。

從測試結果可以看出，隨著積分電容逐漸增加，噪聲逐漸減小。雖然此時積分時間也增加，但噪聲最終表現為減小的趨勢，實驗說明噪聲對積分電容的變化比對積分時間更敏感。經過計算，積分電容在28fF時，信噪比為263，積分電容在128fF時，信噪比為537。

表5 噪聲測試結果

5 結論

設計一款衛星用高光譜讀出電路，陣列1024×256，像元尺寸30mm。輸入級采用CTIA注入結構，7檔增益可選。根據高光譜探測器應用需求，外部輸入1024位控制字來控制行選和增益選擇。計算分析以及實驗驗證表明：CTIA輸入級結構配合7檔增益可選，使讀出電路可同時應用于短波和中波MCT探測器，滿足了高光譜探測器由于分光對多增益電路的需求；行任意選擇功能和行增益單獨調制功能，解決了高光譜器件對讀出電路的功能需求。讀出電路已經應用于中波與短波1024×256 MCT焦平面探測器，具備實用化的能力。同時，通過芯片拼接，可以制造出3000×256或者更大大面陣的MCT焦平面探測器陣列，滿足衛星用高光譜探測器的需求。

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Hyperspectral Infrared Focal Plane Array ROIC Design for Satellite Applications

WU Shengjuan，HU Yanbo，HU Xu，HONG Jiantang，LI Hongfu，MA Yina，DENG Wei

(Kunming Institute of Physics, Kunming 650223, China)

A hyperspectral infrared focal plane complementary metal–oxide semiconductor (CMOS) readout integrated circuit (ROIC) was developed for satellite applications. The ROIC design includes row and gain selection functions for each line to meet the new requirements of hyperspectral applications in ROICs. Further, the ROIC optionally supports 7-gain features and is suited for medium and shortwave MCT chips; other features of the proposed design include integration while reading, anti-blooming, series port control, and full-chip current injection test functions. The proposed ROIC was fabricated in a 0.35μm stitching process with a 5V power supply; the test results show good performance of the ROIC, with a full-frame rate of 450Hz and adjustable power dissipation having a typical value of 300mW. This paper introduces the basic structure of the readout circuit design, shows the problems in the design and the corresponding solutions, and gives the test results of the circuit at the end of the paper.

ROIC for satellite applications, hyperspectral detector, MCT, row selection function

TN216

A

1001-8891(2020)11-1081-08

2019-09-25；

2020-10-10.

吳圣娟（1984-），女，碩士，研究方向為讀出電路設計。E-mail：275099355@qq.com。