一種復合型極化轉換表面及其在天線輻射散射調控中的應用*

郭澤旭 曹祥玉 高軍 李思佳 楊歡歡 郝彪

(空軍工程大學信息與導航學院, 西安 710077)

透射型極化轉換表面因其具有易于與天線共形的巨大應用優(yōu)勢, 受到國內外學者的廣泛關注. 本文將極化柵結構與各向異性貼片結構相結合, 設計并驗證了一種復合型透射極化轉換單元, 將該極化轉換單元組成透射超表面, 可以同時實現(xiàn)極化選擇和透射型線-圓極化變換兩種功能. 當電磁波極化方向垂直于極化柵延伸方向入射到復合型極化轉換表面時, 該極化轉換表面可以在9.3—10.9 GHz 實現(xiàn)透射型線-右旋圓極化轉換,當電磁波極化方向平行于極化柵延伸方向入射時, 可以實現(xiàn)同極化全反射. 將該極化轉換單元及其鏡像單元棋盤排布后組成棋盤排布表面, 以電磁表面覆層的形式應用于帶寬為9.4—10.7 GHz 的線極化源微帶天線,利用圓極化的相反旋向對消特性, 組成一款新穎的線極化天線. 相比于源微帶天線, 在9.5—10.5 GHz 該天線的線極化純度得到提高, 同時實現(xiàn)了天線的前向增益提高和帶內雷達散射截面減縮, 最大減縮量達39.2 dB.實驗驗證和仿真結果吻合較好, 該設計在高增益、低散射天線設計和天線輻散射性能綜合調控中具有重要的參考價值.

1 引 言

極化是電磁波的重要電磁特性之一, 在現(xiàn)代通信、導航和雷達目標識別中具有重要應用[1,2]. 極化分為線極化、圓極化和橢圓極化, 在衛(wèi)星通信、導航中產生高純度的圓極化波成為研究熱點[3,4], 在MIMO (multiple-input multiple-output)天線中,高增益、高極化純度的線極化天線具有廣泛的應用需求.

電磁超表面[5?8]是厚度遠小于波長的二維超材料, 能夠實現(xiàn)對電磁波幅值[9,10]、相位[11,12]和極化[13?16]的調制. 憑借其奇異的電磁特性, 電磁超表面在電磁波的綜合調控和天線設計中具有廣泛應用. 傳統(tǒng)的極化變換器具有帶寬較窄、體積大、加工困難等缺點, 基于超表面的極化轉換器[17?19]很好地克服了這些缺點. 因其具有剖面低、設計靈活、損耗小、易于加工等特點, 極大地吸引了學者的注意. 透射型極化轉換表面[20?22]相比于反射型極化轉換表面, 雖然具有設計困難、帶寬較窄等缺點, 但其易于與源天線共形, 在應用中具有天然優(yōu)勢. 利用透射型線-圓極化轉換單元及其鏡像單元靈活排布, 與源天線實現(xiàn)一體化設計, 在輻射源的照射下可以實現(xiàn)多種電磁功能的應用.

隨著現(xiàn)代超視距戰(zhàn)爭的發(fā)展, 雷達散射截面(radar cross section, RCS)減縮技術[23,24]在軍事斗爭中具有重要意義. 天線作為飛行平臺上的電磁開放窗口, 是制約整個飛行平臺RCS 減縮的瓶頸.在保證天線的正常高效輻射同時, 又要減小天線的RCS 是一項具有難度的工作. 利用透射型超表面作為天線的電磁表面覆層, 通過對極化轉換單元的合理排布, 可以在提高天線增益的同時, 減小天線的RCS, 實現(xiàn)天線的輻射散射綜合調控.

本文設計了一種同時具有極化選擇和透射型線-圓極化轉換功能的復合型極化轉換表面, 將該線-圓極化轉換單元及其鏡像單元棋盤排布, 作為電磁表面覆層應用于線極化源天線后, 得到了一款新穎的線極化天線. 相比于源天線, 該天線可以同時實現(xiàn)極化純度提高、前向增益提高和RCS 減縮.加工了實驗樣品并在微波暗室中進行了實際測量,實驗驗證和仿真結果吻合較好, 驗證了該設計的可行性.

2 復合型極化轉換表面單元設計與仿真驗證

對于上下表面具有相同金屬貼片設計的各向異性結構透射型線-圓極化轉換超表面, 主極化波透射會產生一個左(右)旋圓極化波, 交叉極化波透射時會產生與主極化波透射旋轉方向相反的右(左)旋圓極化波. 當入射波空間內存在較大的交叉極化分量時, 主極化和交叉極化透射過表面會產生兩個旋轉方向相反的圓極化波. 在前向輻射空間疊加后, 兩個相反旋向相反的圓極化波將會產生相消, 使圓極化軸比變差, 影響線-圓極化透射效果.所以在透射型極化轉換表面的應用中, 要盡量減小源天線和極化轉換表面形成的空氣腔中存在的交叉極化分量. 空氣腔中的交叉極化分量主要來自于線極化源天線輻射時所產生的交叉極化分量, 以及主極化波入射到極化轉換表面時部分反射帶來的交叉極化反射分量. 極化轉換表面部分反射所帶來的交叉極化反射分量是由超表面結構本身決定的,應用極化柵的設計思想可以很好解決該問題[21].本文中提出的復合型極化轉換表面單元結構如圖1所示, 黃色部分為金屬, 藍色部分為介質. 該結構由上層兩片鏡像對稱的各向異性金屬貼片、介質層(介電常數(shù)為2.55, 電損耗角正切為0.001)和下層極化柵組成, 單元的結構參數(shù)為:h= 2.5 mm,p=6.0 mm,a= 3.4 mm,b= 1.9 mm,d= 0.1 mm,c1= 0.2 mm,c2= 0.4 mm. 在Ansoft HFSS 15.0軟件中設置無限周期邊界條件對該單元進行仿真分析.

圖1 復合型極化轉換表面單元結構示意圖Fig. 1. Schematic of the unit of composite polarization conversion metasurface.

在三維直角坐標系中, 定義極化柵延伸方向平行于y坐標軸, 入射波方向由–z指向z垂直于極化柵, 如圖1 所示. 入射波為x極化波時,Txx,Tyx,Rxx,Ryx分別表示x極化到x極化透射,x極化到y(tǒng)極化透射,x極化到x極化反射,x極化到y(tǒng)極化反射. 設置掃頻范圍為8—12 GHz, 圖2(a)可見,透射的x極化分量和y極化分量在10 GHz 附近幅值曲線有交叉, 幅值相近. 圖2(b)中命名為相位差的曲線代表透射的y極化分量和透射的x極化分量之間的相位差Δφ,y極化分量的相位領先于x極化分量, 在10 GHz 附近相位差近似為90°. 根據(jù)圓極化波形成的幅值和相位條件可知, 該復合型極化轉換表面可以實現(xiàn)x極化-左旋圓極化透射.圓極化軸比(axial ratio, AR)可以由(1)式[21]計算, 得到的軸比曲線如圖2(a)所示, 3 dB 軸比帶寬為9.3—10.9 GHz.

圖2 復合型極化轉換單元透射系數(shù)、反射系數(shù)、相位和軸比曲線 (a) 透射系數(shù)、反射系數(shù)和軸比; (b) 相位和相位差Fig. 2. The transmission coefficient, reflection coefficient,phase and AR of the unit of composite polarization conversion metasurface : (a) Transmission coefficient , reflection coefficient and AR; (b) phase and phase difference.

由于帶有極化柵的設計, 當線極化源天線輻射x極化波時, 極化轉換表面的交叉極化反射分量幅值近似為0, 如圖2(a)中Ryx所示. 在當入射波為y極化波時, 由于極化柵的極化選擇特性, 對于y極化波極化柵相當于一塊完整的金屬面, 復合型極化轉換表面將實現(xiàn)y極化波的同極化全反射.

將極化轉換單元組成超表面, 取如圖3 中紅色虛線框的范圍作為一個單元, 分析上層金屬貼片的極化轉換功能. 對于入射的x極化波, 可以將其分解到兩個正交的方向, 如圖3 所示. 在紅色虛線框單元內, 由于兩個正交的電磁波所在方向上的結構不同, 將會有不同的阻抗, 兩個正交電磁波遇到不同的阻抗有不同的透射幅值和相位響應. 當透射幅值相近、透射相位差為 ± 90°時, 透射波為圓極化波.

為了從透射能量的角度, 進一步分析工作原理. 在10 GHz 頻點處, 分析了單元分別在x極化波和y極化波入射時的上下表面感應電流強度和電場強度分布. 圖4(a)為x極化波入射時, 單元上下表面的感應電流強度和電場強度分布, 圖4(b)為y極化波入射時, 單元上下表面的感應電流強度和電場強度分布. 為了方便對比分析, 在不同的極化波入射下, 對電流強度分布和電場強度分布分別取相同的幅值刻度.

圖3 極化轉換原理圖Fig. 3. The schematic of polarization conversion.

當x極化波由–z到z入射時,y向極化柵可以很好地透射x極化波, 在上層各向異性金屬貼片激發(fā)感應電流, 實現(xiàn)極化轉換. 單元上下兩層均有電場分布, 驗證了單元在x極化電磁波照射下良好的透射特性. 當y極化波由–z到z入射時, 極化柵阻擋了電磁波的通過. 由于極化柵對電磁波的反射,僅在單元下表面激發(fā)了感應電流, 單元上表面各向異性金屬貼片沒有感應電流. 由于電磁波被y向極化柵完全屏蔽, 單元上下表面均沒有電場分布.

為了驗證復合型極化轉換表面的透射型線-圓極化轉換特性, 本文設計了一款工作于10 GHz 的線極化微帶天線作為輻射源天線, 如圖5(a)所示.天線的結構參數(shù)為:l0= 72 mm,r1= 1.2 mm,r2=3 mm,w= 12 mm,l1= 2.7 mm,l= 8.2 mm,h1=2 mm,h2= 30 mm, 工作帶寬為9.4—10.7 GHz.將極化轉換單元組成12 × 12 的極化轉換超表面,作為電磁表面覆層置于輻射源天線上, 并將其命名為12 × 12 排布表面-天線, 如圖5(b)所示.

設置輻射邊界條件, 源天線和12 × 12 排布表面-天線仿真結果對比如圖6 所示. 12 × 12 排布表面-天線的反射系數(shù)與源天線相比向低頻偏移, 但是阻抗匹配情況得到了很好的保持, –10 dB 帶寬為9.4—10.6 GHz; 通過圖6(b)可知, 12 × 12 排布表面-天線3 dB 圓極化帶寬為9.2—10.8 GHz,實現(xiàn)了透射型線-圓極化轉換.

圖4 10 Hz 頻點處, 復合型極化轉換單元感應電流強度和電場強度分布圖 (a) x 極化入射波; (b) y 極化入射波Fig. 4. The induced current and electric field intensity distribution of composite polarization conversion metasurface: (a) x-polarized incident wave; (b) y-polarized incident wave.

3 基于棋盤排布表面的線極化低RCS高增益天線

本節(jié)以復合型極化轉換表面的線-圓極化透射特性為基礎, 并以實現(xiàn)天線的輻射散射綜合調控為目標, 設計了一款基于棋盤排布表面的線極化低RCS 高增益天線. 根據(jù)鏡像對稱原理, 將上層金屬貼片鏡像對稱后, 仍然以x極化波作為輻射源,可以實現(xiàn)x極化波到右旋圓極化波透射, 如圖7所示.

圖5 源微帶天線和基于12 × 12 單元排布表面的圓極化高增益天線 (a)線極化微帶天線; (b)圓極化高增益天線Fig. 5. The source microstrip antenna and circularly polarized high gain antenna based on 12 × 12 units arrangement matasurface(a) The linearly polarized microstrip antenna; (b) the circularly polarized high gain antenna.

圖6 12 × 12 排布表面-天線與源天線對比圖 (a) 反射系數(shù)隨頻率變化曲線; (b) 軸比隨頻率變化曲線;Fig. 6. Comparison between the 12 × 12 units arrangement metasurface-antenna and source antenna: (a) Reflection coefficient varies with frequency; (b) AR varies with frequency.

圖7 線-圓極化轉換現(xiàn)象示意圖 (a) 線-左旋圓極化轉換; (b) 線-右旋圓極化轉換Fig. 7. Schematic of the linear to circular polarization conversion phenomenon: (a) Linear to left-hand circular polarization conversion; (b) linear to right-hand circular polarization conversion.

線極化波可以分解為兩個旋轉方向相反、幅值相同的圓極化波. 同時兩個旋轉方向相反的圓極化波也可形成線極化波. 理論上分析, 將極化轉換表面及其鏡像表面棋盤布陣后, 同一個空間內將會同時存在同頻率、同幅度、同分量的左旋圓極化波和右旋圓極化波, 兩種極化波相互疊加, 可以保持源天線的線極化透射. 為了驗證所提出的思路, 將極化轉換單元及其鏡像單元組成6 × 6 的子陣, 分別命名為part 1, part 2, 將part 1 和part 2 棋盤布陣后, 組成一個12 × 12 的棋盤排布表面. 將設計的棋盤排布表面作為電磁表面覆層置于10 GHz源天線上方, 電磁表面覆層和微帶天線的地板之間可以形成Fabry–Perot 諧振腔, 要使得輻射同相疊加增強, 可根據(jù)(2)式[21]計算得到h3高度:

其中,φr表示極化轉換表面的同極化反射相位,φd表示天線地板的反射相位,H為天線地板和極化轉換表面形成諧振腔的高度,λ為10 GHz 對應的波長. 由圖2(b)中可知, 在10 GHz 處φr= –202.8°.通常, 天線地板的反射相位取φd= –180°. 為了保證天線的阻抗匹配良好同時降低天線剖面, 取N= 3, 計算可得H= 29.1 mm. 經(jīng)過諧振腔高度優(yōu)化, 最終取h3= 30 mm. 將加載了棋盤排布表面的天線命名: 棋盤排布表面-天線, 如圖8 所示.

圖8 基于棋盤排布表面的線極化低RCS 高增益天線Fig. 8. Linearly polarized low RCS high gain antenna based on chessboard arrangement metasurface.

圖9 棋盤排布表面-天線與源天線對比圖 (a) 反射系數(shù)隨頻率變化; (b) 軸比隨頻率變化; (c) 實際增益隨θ 變化; (d) 實際增益隨頻率變化Fig. 9. Comparison between the chessboard arrangement metasurface-antenna and source antenna: (a) Reflection coefficient varies with frequency; (b) AR varies with frequency; (c) realized gain varies with θ; (d) realized gain varies with frequency.

設置輻射邊界條件, 源天線和棋盤排布表面-天線仿真結果對比如圖9 所示. 棋盤排布表面-天線的反射系數(shù)與源天線相比向低頻偏移, 阻抗的匹配情況保持較好, –10 dB 的帶寬為9.4—10.5 GHz; 通過軸比對比圖可知, 棋盤排布表面-天線在9.5—10.5 GHz 頻帶內, 軸比均大于線極化源天線, 說明加上棋盤排布表面后天線的線極化純度得到了提高. 在10 GHz 頻點, 對兩款天線的增益曲線進行對比, 可以看出, 極化轉換表面具有波束聚焦的效果, 前向增益提升. 從圖9(d)中可以看出,在9.5—10.5 GHz 頻帶內, 前向增益均有提高, 增益提高的最大值為1.8 dBi. 綜合以上輻射分析, 所提出的棋盤排布表面-天線可以在9.5 —10.5 GHz 同時實現(xiàn)極化純度提升和前向增益提高.

以x極化入射波作為雷達探測波, 對棋盤排布表面-天線散射分析. 本文所提出的棋盤排布表面-天線的工作帶寬為9.5—10.5 GHz, 為了有針對性地進行帶內的RCS 分析, 所以在掃頻范圍為8—12 GHz 內. 10 GHz 頻點處兩種天線的三維RCS散射圖如圖10 所示, 棋盤排布表面-天線具有漫散射效果, 相比于源天線RCS 峰值明顯減小.

圖10 天線散射圖 (a) 源天線; (b) 棋盤排布表面-天線Fig. 10. Scattering pattern of antenna: (a) Source antenna; (b) chessboard arrangement metasurface-antenna.

掃頻仿真對比結果如圖11(a)所示, 定量分析了兩款天線法向單站RCS 情況. 棋盤排布表面-天線在9.4—11.7 GHz 實現(xiàn)了法向單站RCS 減縮,最大RCS 減縮幅值達39.2 dB.

為了分析RCS 減縮原因, 對組成棋盤排布表面的極化轉換單元及其鏡像單元進行了仿真分析.組成棋盤排布表面-天線的源微帶天線會對散射分析有影響, 所以以極化轉換單元及其鏡像單元為研究對象進行RCS 分析時, 在距離極化轉換單元30 mm 處放了一塊金屬地, 來模擬源微帶天線金屬地板對超表面的影響. 設置無限周期邊界條件,以x極化波作為探測雷達波, 入射方向與天線輻射方向相反, 分別用Rxx和Ryx來代表x極化反射分量和y極化反射分量. 由于存在金屬板, 電磁波透射量為0, 即. 鏡像單元和原始單元反射波中交叉極化分量和同極化分量如圖11(b)所示, 呈現(xiàn)出相同的幅值特性. 在10 GHz 附近, 帶有金屬的極化轉換單元和鏡像單元均具有反射型線-線極化轉換效果, 即x極化入射后以y極化反射, 定義極化轉換率(polarization conversion ratio, PCR):

圖11(c)為原始單元及其鏡像單元極化轉換率曲線圖, 10 GHz 附近, 極化轉換率接近1, 鏡像單元和原始單元呈現(xiàn)出相同的幅值特性. 圖11(d)為鏡像單元和原始單元反射相位曲線圖, 從圖中可以看出兩種單元y極化反射分量相位相差為180°.當兩種單元同時受到x極化探測雷達波照射, 可以實現(xiàn)y極化反射波的相位相消, 以減小雷達反射回波. 所以, 當y極化反射分量幅值越大, 即圖11(c)中x-y極化轉換率越高時, 棋盤排布表面-天線的RCS 減縮效果越好, 很好地解釋了RCS 減縮原理.文中設置無限周期邊界條件分析方式, 與輻射條件下對天線總體的單站RCS 掃描分析方式相互契合的是最大RCS 減縮頻點在10 GHz 附近, 以及RCS曲線的變化趨勢, 并無定量分析.

綜合以上輻射和散射分析, 所提出的棋盤排布表面-天線同時實現(xiàn)了線極化純度提高、前向增益提高和RCS 減縮多種功能, 實現(xiàn)了對天線的輻射散射一體化綜合調控.

4 棋盤排布表面-天線的加工及實際測試

采用印刷電路板技術加工了棋盤排布表面和源天線. 為了方便源天線和棋盤排布表面的組合固定, 加工時拓寬了天線和棋盤排布表面的中間介質層, 并打有4 個通孔, 通過尼龍螺絲和尼龍墊片來固定并嚴格控制空氣腔的高度, 組成棋盤排布表面-天線, 如圖12(a)所示.

圖11 天線低RCS 特性分析曲線 (a) 源天線和棋盤排布表面-天線單站RCS; (b) 單元及其鏡像單元反射幅值曲線; (c) 單元及其鏡像單元極化轉換率曲線; (d) 單元及其鏡像單元反射相位曲線Fig. 11. Analysis curve of low RCS characteristics of antenna: (a) Source antenna and chessboard arrangement metasurface-antenna single station RCS; (b) reflection amplitude curve of unit and its mirror unit; (c) polarization conversion curve of unit and its mirror unit; (d) reflection phase curve of unit and its mirror unit.

圖12 (a) 加工樣品示意圖; (b) 實測環(huán)境示意圖Fig. 12. (a) Schematic of fabricated sample; (b) measured environment.

實際測試中使用的矢量網(wǎng)絡分析儀型號為Agilent N5230C, 測量頻率范圍300 kHz—20 GHz,具有兩個內置信號源110 dB 系統(tǒng)和122 dB 接收機動態(tài)范圍. 測試線纜采用Agilent 85131F 軟線纜, 測試穩(wěn)定性低于0.12 dB, 插入損耗為0.25·sqrt(f) +0.2 dB, 其中f單位為 GHz. 采用標準喇叭天線作為發(fā)射天線, 將測試天線安置在轉臺上, 并在天線后方放置吸波材料, 以減小轉臺對實驗的影響. 使用水平校準儀, 將測試天線與標準喇叭天線的相位中心對齊. 測試天線與標準喇叭天線之間的距離滿足遠場條件. 由于實驗條件的限制, 分別測試了源天線和棋盤排布表面-天線的反射系數(shù)和輻射方向圖,仿真結果和測試結果對比如圖13所示.天線本身的邊緣繞射等主要會對天線的方向圖產生一定影響,天線阻抗匹配問題,主要反映的是天線能否在一定頻帶內有效工作,駐波測試結果主要由天線設計效果、矢量網(wǎng)絡分析儀的動態(tài)范圍以及線纜與天線SMA接口之間的鏈接效果共同決定.可以看見,源天線和棋盤排布表面-天線的反射系數(shù)和方向圖基本吻合,實驗驗證了仿真設計的可行性.由于實驗不是在絕對理想的環(huán)境中進行、加工誤差等原因,仿真曲線與實際曲線的不符在誤差允許的范圍內.

圖13 仿真結果與實驗結果對比(a)源天線反射系數(shù)隨頻率變化;(b)源天線實際增益隨θ 變化;(c)棋盤排布表面-天線反射系數(shù)隨頻率變化;(d)棋盤排布表面-天線實際增益隨θ 變化Fig.13.Com parison between simulation results and measurement results:(a)Reflection coefficient varies with frequency of source antenna;(b)realized gain variesw ith θ of source antenna;(c)reflection coefficient variesw ith frequency of chessboard arrangement metasurface-antenna;(d)realized gain variesw ithθ of chessboard arrangementmetasurface-antenna.

5 結 論

本文在設計并驗證了一種復合型極化轉換表面的基礎上,利用圓極化相反旋向對消特性,將復合型極化轉換單元及其鏡像單元棋盤排布,以一款線極化源微帶天線作為輻射源,得到了一款新穎的基于棋盤排布表面的線極化低RCS高增益天線,實現(xiàn)了輻射散射的綜合調控.為了驗證設計的可行性,采用印刷電路板技術制作了基于棋盤排布表面的線極化低RCS高增益天線,并在微波暗室中進行了實際測量.實驗驗證和仿真結構吻合較好,該設計在高增益、低RCS天線設計和天線輻散射性能綜合調控中具有重要的參考價值.