基于TL494的車用DC/DC轉換器設計

2020-10-28 09:00:16周洪強林茂津李淑康任沛沛

麗水學院學報 2020年5期

關鍵詞：設計

周洪強，林茂津，李淑康，任沛沛

（麗水學院工學院，浙江麗水323000）

0 引言

隨著現代科技的不斷發展，各種電子設備日益增多，成為生活中不可或缺的一部分，同時對電源管理的要求也越來越高。人們普遍希望電源的壽命能越來越長，效率高、體積小的開關電源市場也越來越大[1]。尤其在三輪電動車方面，人們對續航里程的要求普遍提高，導致電源使用效率低的問題日益突出。同時電動車上的電子設備均需12 V直流供電，如果直流源輸出不穩，將對電子設備的壽命產生很大影響。因此高效、高可靠、大功率的DC/DC轉換器對電動車來說已經不可或缺[2]。

為滿足電動三輪車上的12 V直流電源的功能要求，設計了一款輸入為直流48～72 V，恒壓輸出12 V，最大電流25A的300 W功率DC/DC轉換器。通過研究單向DC/DC轉換器的工作原理及Buck工作模態下對電流紋波的處理方式，提出了基于TL494的單向DC/DC轉換器在BUCK模式下的設計思路，并對主電路部分的驅動電路、PWM調制電路、溫度保護電路、輸出濾波電容、電壓反饋電路、過流保護電路參數和器件的選型進行了詳細的介紹和說明，同時還進行了相關的實驗驗證，通過了參數調試和性能測試。

1 工作原理

DC/DC變換是將原直流電源通過調整PWM（占空比）來控制輸出有效電壓的大小，工作原理如圖1所示。

圖1 降壓型轉換器工作原理

在Q導通期間，電源為電感儲能，當Q關斷時，儲能電感釋放能量，通過負載和續流二極管進行續流[3]。當Q關斷時，儲能電感上的能量不足，由電解電容進行放電，其放電回路如圖1中d所示。

圖2為降壓型轉換器的基本結構，其中DC/DC轉換器實現功率變換，除此之外，還包括過流保護、濾波、溫度保護等電路。輸出電壓、電流通過采樣電路檢測輸出的變化量，并與基準電壓源進行比較，比較放大器通過誤差放大輸出給PWM電路，PWM輸出一定的占空比控制驅動器，驅動器再控制功率開關器件，進而調整輸出。

圖2 開關電源的基本結構

2 硬件電路設計

2.1 儲能電感的設計

經過儲能電感的電流只能近似地線性上升或者線性地下降，因此流經儲能電感的電流不能突變，這是設計DC/DC轉換器最基本的條件。電感量越大，電流的曲線就越平滑，電感量越小，電流的曲線就越陡峭[4]。當電感量小于一定值時，假如開關管剛好截止，電感中儲存的能量也恰好釋放完，這時就稱為零界電感量。當電感量很小時，開關管處于截止狀態，儲存在電感中的能量已經釋放完，此時電感中的電流為0，輸出電壓也為0，儲能電感上的電壓就會產生突變，這在帶有負載工作時是決不允許發生的。因為這種情況下將會引起電源穩壓特性的惡化，甚至產生振蕩電壓，會使負載電路間歇性停電，最后引起負載電路工作不正常。

電感如圖3中L1所示，根據設計目標，在本設計中最大占空比：

滿載輸入電流：

按設計經驗取最大紋波電流：

則電感所需的電感量：

圖3 儲能電感電路

在設計DC/DC降壓型轉換器時，應當遵循儲能電感L的值必須大于所確定的電感量的原則，故此處取電感量為39 μH的電感。

2.2 輸出濾波電容

濾波電路如圖3中右半部分所示。輸出濾波電容C的大小直接關系到輸出紋波電壓的大小，輸出濾波電容C的容量主要取決于穩壓電源輸出紋波電壓的要求。輸出電容C的計算方法：

將相應的參數代入公式（1），其中ΔV為輸出紋波電壓，按設計要求取20 mV。

從上述計算可以得出電容容值選型，在留有一定裕量的情況下，取電容容值為計算所得結果的 2 倍，即取為 2 000 μF，采用兩個 1 000 μF/35 V的電解電容，兩個電容并聯，有利于減小電解電容的等效串聯電阻大小。在電解電容兩端并聯一個56 pF的電容可降低其固有電感的影響，有效地濾除高頻及脈沖干擾信號[5]。

2.3 驅動電路

IR2110是美國IR公司生產的一款驅動器，在中小功率轉換器中使用尤為廣泛。本設計中采用半橋驅動電路，其原理如圖4所示，VCC通過自舉二極管D2、自舉電容C9，給VB一個自舉電壓，控制HO的輸出。由于設計中采用直接驅動方式，輸出阻抗較低，會引起功率管的快速開通和關斷，功率管有一定概率受到di/dt的快速變化影響而引起誤導通，所以在驅動器輸出和MOS管之間串聯一個20Ω的電阻R25。針對IR2110不能產生負壓的缺點，采取柵極限流電阻上反并聯一個二極管D11進行處理，在Q2關斷期間，將柵極驅動電平鉗位到零電平。柵源極之間阻抗很高，柵源氧化層很容易被擊穿，這主要是由于漏源極間的電壓在突變時，會導致電壓通過電容耦合到柵極從而產生柵源尖峰高電壓[6]，所以在Q2柵源極間并聯一個穩壓管以限制電壓在穩壓值以下，保護Q2不被擊穿。為釋放Q2的柵極電荷，在Q2的柵源極間并聯一個10 K的電阻R21，下管Q5工作原理同上管Q2，在下管漏源極間并聯一個RC緩沖電路，防止器件開關瞬間因電流突變而產生漏極尖峰電壓損壞Q5管。半橋驅動電路如圖4所示。

圖4 半橋驅動電路

2.4 PWM控制電路

TL494是一種高性能固定頻率的脈寬調制控制器，它包含了開關電源控制所需的全部功能，被廣泛地應用于半橋式、全橋式開關電源[7]。本設計中TL494的工作電壓由12腳輸入芯片，VCC由弱電控制電路供電，其原理如圖5所示。其中D0為防反接二極管，R0為功率電阻，D1為12 V的穩壓二極管。當Control輸入大于20 V時，VCC輸出為7 V，可以滿足TL494工作電壓的要求，Control輸入增到45 V，因12 V穩壓二極管的作用，1腳電壓恒為12 V，3腳輸出10.8 V電壓不變。

圖5 弱電控制電路

TL494的5、6腳可以設置輸出的開關頻率，其頻率主要取決于5腳上的電容容值和6腳上的電阻阻值大小。電容、電阻和頻率之間的關系如公式（2）所示：

本設計頻率選取40 kHz，電阻RT選擇標稱值為10 K的貼片電阻，電容CT選擇2.7 nF的貼片電容，參數滿足設計要求。

2.5 電壓反饋電路的設計

R1、R9、R10、C20、可變電阻 RW1、R2、R3、C1、R14、C3與TL494的一個集成運放組成PWM脈寬調制電路。TL494的-IN1腳輸入一個2.5 V的參考電壓，分壓得到采樣電壓約2.5 V輸入到TL494的同相輸入端+IN1。當輸出UO高于12 V時，FB輸出高電平，TL494的輸出PWM脈沖變窄，使輸出UO變小。當輸出UO低于12 V時，FB輸出低電平，TL494的輸出PWM脈沖變寬，使輸出UO變大，自動達到穩壓12 V的目的。R1、R2、R3、RW1是電源的負載電阻，其作用是防止電源空載時輸出電壓超過12 V。RW1選擇500 Ω可調電阻，可以微調輸出UO的值。C20為加速電容，使輸出電壓的變化快速反饋到PWM控制電路，這里選用100 nF。R10、R9都選擇4.7 K阻值，可防止反相輸入端輸入電流太大。C3選擇100 nF，此電容根據實驗進行確調整，以匹配反饋模型參數。電壓反饋電路如圖6所示。

圖6 電壓反饋電路

2.6 溫度保護電路設計

考慮到本設計中DC/DC轉換器的驅動芯片IR2110工作溫度為-40℃～+125℃，脈寬調制芯片TL494的工作溫度-40℃～+85℃。因此設置開始保護溫度為80℃，100℃時完全保護。其溫度保護原理如圖7所示，由TL494的基準5 V電壓源通過并聯一個4.7 K的熱敏電阻R13，再接兩個并聯的電阻R15和R22到地。

圖7 溫度保護電路

2.7 過流保護電路設計

過流保護電路原理如圖8所示，R30、R31均采用5mΩ/1W康銅絲采樣電阻，過流保護起始點電流為25 A。過流保護開始時，+IN2端的電壓約為60 mV。R7、R8分別選用9.1 K和100 Ω阻值的貼片電阻，-IN2端電壓固定為：

當負載電流大于25 A時，+IN2端的電壓大于60 mV，過流保護動作開始，放大器由輸出低電平變為高電平，進而控制PWM，占空比變小，引起12 V輸出電壓和輸出電流下降，從而使+IN2端電壓變小，輸出電壓降為某個固定值。

圖8 過流保護電路

2.8 非門電路

本設計中只用到9腳作為TL494的輸出腳，要產生兩路互補的PWM波，需有一個器件把PWM波反轉。這里采用非門芯片HEF4069UB來實現互補的PWM波，如圖9所示，TL494的9腳E1產生的PWM波經過一個限流電阻進入非門芯片1腳，2腳輸出的就是與1腳互補的PWM波。C21為非門芯片的電源腳濾波電容。

圖9 HEF4069UB非門電路

2.9 與門電路

因設計中只需要兩路PWM波，故只用到兩個與門電路。與門電路具體應用電路如圖10所示，由TL494輸出的PWM波經過限流電阻輸入與門的5腳，再經過一個電阻輸入到與門的6腳，同時在6腳上串聯一個57 pF的電容，電容不斷地充放電，會形成鋸齒波。鋸齒波與PWM波經過與門形成一路帶有延遲的PWM波。另一個與門的工作原理與此相同。