基于六端口的聲表面波諧振器查詢系統(tǒng)研究

何 紅, 趙 佐

(1．西安航空學(xué)院 電子工程學(xué)院，陜西 西安 710077；2. 西北工業(yè)大學(xué) 計算機(jī)學(xué)院，陜西 西安 710072)

0 引言

聲表面波(SAW)傳感器[1]在當(dāng)前工業(yè)和自動化測量系統(tǒng)中發(fā)揮著重要作用。其常被用于在惡劣環(huán)境中對各種物理量(如溫度、壓力、張力和扭矩)進(jìn)行遙感探測[2]。反射延遲線SAW傳感器需寬帶射頻(RF)查詢脈沖，而諧振式SAW傳感器是利用窄帶RF脈沖進(jìn)行快速查詢[3]，可準(zhǔn)確地檢測溫度或壓力等物理量的變化。

迄今為止，研究人員已提出各種不同的諧振式SAW傳感器查詢方法[4-6]。當(dāng)前系統(tǒng)首先通過發(fā)送脈沖窄帶激勵，對諧振器進(jìn)行“充電”，然后獲取衰減信號，由此直接測量自諧頻率。為確定頻率，一般通過計算快速傅里葉變換(FFT)，在數(shù)字域中進(jìn)行信號處理[6]。這些讀取器的諧振器響應(yīng)時間短(通常僅持續(xù)幾微秒)，且要求千赫級的頻率分辨率。對于433 MHz頻帶中的SAW諧振器，目前先進(jìn)的高速諧振式SAW讀取器可實(shí)現(xiàn)高達(dá)16 kHz的測量值更新率[7]。但這些讀取器需要2個并行的數(shù)字信號處理器(DSP)來計算FFT，并需要1個額外的微控制器來進(jìn)行系統(tǒng)管理。

提出的查詢方法是利用SAW諧振器的衰減響應(yīng)信號來確定其諧振頻率。本文所提方法基于瞬時頻率測量(IFM)的概念[8]，使用了一個低成本的六端口干涉儀和一條已知長度的單延遲線，將引入的相移與非延遲信號相比，從而進(jìn)行頻率估計。在模擬域中對信號進(jìn)行處理，因此不需要計算FFT，且系統(tǒng)成本較低，不需要復(fù)雜的信號處理。實(shí)驗結(jié)果驗證了所提設(shè)計的優(yōu)越性。

1 系統(tǒng)設(shè)計

1.1 理論概念

瞬時頻率測量的核心理念是將位置信號分割為兩部分，并對其中一部分使用延遲線，從而在兩部分之間產(chǎn)生依賴于頻率的相移。其后，可利用鑒相器對該相移進(jìn)行評估，通過精確的延遲線長度知識，計算出未知信號的頻率。基于六端口的SAW查詢系統(tǒng)的概念圖如圖1所示。將短連續(xù)波(CW)查詢脈沖，通過一個循環(huán)器(也可替換為RX/TX轉(zhuǎn)換器或RF耦合器)發(fā)送至SAW諧振器。為激發(fā)振蕩，查詢信號的頻率必須接近傳感器的諧振頻率。在快速關(guān)閉激發(fā)信號后，SAW在其諧振頻率處開始衰減。通過功率分配器對該響應(yīng)信號進(jìn)行兩等分。其中一部分信號被直接饋入六端口，另一部分則在進(jìn)入第2個端口前延遲τd。

圖1 SAW查詢系統(tǒng)的示意圖

由此在2個信號之間會產(chǎn)生依賴于頻率f的相對相移Δφ,即

Δφ=2πfτd

(1)

通過六端口干涉儀對相位差進(jìn)行評估，其中在0°、90°、180°和270° 4個不同的相對相移下對直接信號(I1)和延遲信號(I2)進(jìn)行疊加，并通過功率檢測器將RF信號下轉(zhuǎn)換為4個基帶電壓(V3～V6)。這些DC電壓形成一個復(fù)向量z，即

z=(V3-V4)+j(V5-V6)

(2)

最后可通過計算復(fù)向量的幅角，得到輸入端口處的相位差：

Δφ=arg(z)

(3)

利用延遲線的精確時延td，通過重寫式(1)推導(dǎo)出原始信號的頻率：

(4)

當(dāng)延遲線有效長度超過要測量最高頻率的波長時，該計算會出現(xiàn)不確定性。一般系統(tǒng)的非模糊帶寬fB是有限的[9]，即

(5)

1.2 六端口和功率探測器

目前，六端口接收器得到廣泛應(yīng)用的主要原因是其具有較好的相位分辨力，支持寬帶操作及簡單的電路復(fù)雜度，因此，系統(tǒng)成本較低[10]。相關(guān)研究表明[10]，利用相對較大的系統(tǒng)帶寬(一般至少為其操作頻率的10%)易實(shí)現(xiàn)六端口系統(tǒng)。對于SAW感測應(yīng)用，這些設(shè)備通常僅用于帶寬很窄的工業(yè)、科研和醫(yī)療(ISM)頻段。但由于需測量的信號具有快速時變的特點(diǎn)，必須考慮探測器帶寬和動態(tài)范圍：加載SAW諧振器的振幅會呈指數(shù)下降。時間常量τSAW取決于品質(zhì)因數(shù)(QSAW)和SAW的頻率，即

(6)

在2.4 GHz ISM頻段中，本文測得加載SAW諧振器的QSAW≈2 300。因此，對于這些設(shè)備，τSAW略大于300 ns。當(dāng)激發(fā)信號在t= 0處被關(guān)閉時，SAW幅值A(chǔ)(t)為

A(t)=Amax·exp(-t/τSAW)

(7)

當(dāng)功率檢測器使用全動態(tài)范圍PDdr時，功率探測器可跟蹤SAW的指數(shù)衰減的最大測量時長tm,max為

(8)

(9)

功率探測器最大動態(tài)值為45 dB時，SAW的測量時間上限tm≈1.5 μs。為捕捉這種短時無畸變信號，檢測器和基帶帶寬必須保持較高水平。

1.3 延遲線

延遲線的延時是整個系統(tǒng)的重要設(shè)計參數(shù)，一方面，延遲線應(yīng)盡可能長，因為系統(tǒng)的整個測量動態(tài)范圍映射到一個非模糊頻帶中。在對諧振式SAW傳感器進(jìn)行頻率測定時，僅需很窄的非模糊帶寬，而傳感器的頻偏很小，通常小于1 MHz。必須接近傳感器自身諧振頻率對其進(jìn)行激發(fā)，粗頻為已知，可應(yīng)用于式(4)中模糊計算偏移量。假定SAW傳感器的最大頻偏為1.5 MHz，則延遲線最大延時τd=670 ns，有效長度de=200 m(以真空中的光速計)。雖然該數(shù)值看起來較高，但由于基片中聲波速度較慢，這樣的延時可作為SAW的有效延時[11]。

另一方面，應(yīng)該將延遲線長度維持在盡可能短的水平。其原因是：隨著延遲線長度增加，傳輸損失也會變大，這會降低測量精度。從空間和成本因素考慮，也應(yīng)選取較短的延遲線。此外，延遲線的長度越長，最大測量時間會越短，因為參考信號和延遲信號必須同時存在于六端口處，以提取兩者間的相位差。同時，由于傳感器振幅的指數(shù)衰減，較長的延遲線會導(dǎo)致在延遲信號到達(dá)六端口的第二個輸入前，參考端口處的信號振幅已減小。

2 實(shí)驗與分析

2.1 參數(shù)與實(shí)驗裝置

本文搭建了基于集總元件的2.4 GHz六端口以進(jìn)行測量，其中包含4個商用的溫度補(bǔ)償有功功率探測器，最大動態(tài)值(±1 dB線性區(qū)域)為45 dB。系統(tǒng)的技術(shù)參數(shù)如表1所示。

表1 六端口設(shè)計的參數(shù)說明

利用低成本的RG58U SMA線纜(幾何長度dg=10 m)來實(shí)現(xiàn)延遲線。其有效磁導(dǎo)率為r=2.26，因此，de=15 m，延遲約為50 ns。該數(shù)值可實(shí)現(xiàn)較好的權(quán)衡。

圖2為測量裝置。將2個SAW諧振器(SAW1，SAW2)安裝在彎梁上，以測量其在微差配置下的機(jī)械應(yīng)力。在通過一個測微螺旋施力時，一個SAW被拖曳，同時另一個SAW被壓縮。這樣能提高系統(tǒng)的準(zhǔn)確度和敏感度，因為影響到2個SAW的異常干擾在某種程度上被抵消了。使用一個信號發(fā)生器來生成激發(fā)信號，連續(xù)波脈沖持續(xù)時間為1.5 μs，射頻功率為0。為了對某個SAW進(jìn)行查詢，需要使用1個額外的RF單刀雙擲(SPDT)開關(guān)，因為2個SAW的諧振頻率過于接近以致于無法單獨(dú)激發(fā)某個SAW。利用功率分配器對被激發(fā)的SAW傳感器的響應(yīng)信號進(jìn)行分割。將信號的一部分直接饋入六端口干涉儀的第1個輸入端口，另一部分則在饋入第2個輸入端口前，被10 m的SMA線纜所延遲。采用1個四通道數(shù)字存儲示波器(DSO)采集基帶信號。

圖2 測量裝置圖

實(shí)驗首先給出不同激發(fā)頻率下的單個SAW的實(shí)驗結(jié)果，然后展示微差配置下，彎梁上的機(jī)械應(yīng)力的測量結(jié)果。使用非線性系統(tǒng)進(jìn)行測量。由于延遲線具有溫度敏感性，且群時延為每千條線纜80×10-6。所以線性化會隨著時間推移而漂移。若需要進(jìn)行溫度穩(wěn)定的長期測量，需要利用合適的現(xiàn)場線性化技術(shù)解決該問題。

2.2 單個SAW傳感器的信號查詢

在SAW的估計諧振頻率附近，進(jìn)行了±1 MHz的精細(xì)步進(jìn)頻率掃描。圖3為測得的傳感器響應(yīng)及激發(fā)脈沖的參考測量結(jié)果。與預(yù)期相符，傳感器響應(yīng)的頻率不受激發(fā)頻率的影響。如果將標(biāo)準(zhǔn)偏差納入考量，則應(yīng)該在傳感器諧振頻率附近對其進(jìn)行激發(fā)，因為這樣會使諧振器采集到大部分能量，系統(tǒng)能表現(xiàn)出最優(yōu)測量精度。最低標(biāo)準(zhǔn)偏差σSAW≈17 kHz，該數(shù)值與約7 ×10-6的RF頻率相關(guān)。

圖3 不同查詢頻率下測得頻率響應(yīng)和標(biāo)準(zhǔn)偏差

2.3 彎梁上應(yīng)力的微差測量

根據(jù)文獻(xiàn)[12]的研究可知，微差測量能顯著提升系統(tǒng)的準(zhǔn)確度和敏感度。對于彎梁測量案例，2個SAW間的頻差Δfm與施加的機(jī)械應(yīng)力成正比，因為一個傳感器被壓縮，而另一個傳感器則被拉伸。利用2個測微螺旋，對彎梁施加了共計181次偏轉(zhuǎn)。使用一個精密刻度量規(guī)得到偏轉(zhuǎn)的機(jī)械參考測量值。每10 μm測量1次，由此在參考測量點(diǎn)處得到整體最大偏轉(zhuǎn)Δx= ± 900 μm。為了提高示波器采集基帶電壓時模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)的分辨率，在采集過程中直接在示波器中進(jìn)行內(nèi)部過采樣,并取256次的均值。

圖4 彎梁上機(jī)械應(yīng)力的微差測量結(jié)果

圖4(a)、(b)分別為2個SAW的諧振頻率隨著彎梁位移變化的測量結(jié)果。由圖可知，由于采用了微差測量，隨著力的施加，一個SAW測得的頻率增加，另一個SAW測得的頻率則相應(yīng)降低。第1、2個SAW表現(xiàn)出的最大頻率偏移分別為0.97 MHz和1.22 MHz。此外，2個曲線表現(xiàn)出了非線性。這表明2個SAW間的安裝和匹配并不完美，且六端口系統(tǒng)不是理想的線性。但這已能完成概念證明。圖4(c)為計算出的2個傳感器間的頻差，全刻度頻差Δfmax=2.18 MHz。在未施加任何應(yīng)力的情況下，Δf≈940 kHz，單次測量的標(biāo)準(zhǔn)偏差σf=21.9 kHz，由此全刻度隨機(jī)誤差約為1%。

2.4 時域測量

圖5為對于以SAW的諧振頻率附近約100 kHz為中心的單個詢問脈沖，六端口的4個基帶電壓的測量結(jié)果。由圖可看出從約1.5 μs開始諧振器的延遲“響應(yīng)”。由于采用了對數(shù)功率檢測器，基帶信號的振幅呈線性下降。測量結(jié)果證明了第1.1節(jié)的理論計算的有效性，可在約3 μs內(nèi)執(zhí)行對單個SAW的詢問。

圖5 4個基帶電壓的測量結(jié)果

2.5 延遲線信號強(qiáng)度的損失情況

利用低成本的RG58U SMA線纜(dg=10 m)來實(shí)現(xiàn)延遲線。其r=2.26，因此，de=15 m，延遲約為50 ns。該數(shù)值可實(shí)現(xiàn)較好的權(quán)衡。通過向量網(wǎng)絡(luò)分析器對線纜進(jìn)行表征，圖6為延遲線信號強(qiáng)度的損失情況測量結(jié)果。

圖6 不同頻率下的延遲線信號強(qiáng)度損失情況

由圖6可知，2.4 GHz ISM頻段中的輸入返回?fù)p失小于-15 dB，其他頻段也均小于-15 dB；對于不同頻率，傳輸損失區(qū)間為[-8.9 dB,-8.7 dB]。因此，延遲線的信號強(qiáng)度所受影響很小，從而對本文方法影響較弱。

3 結(jié)束語

本文提出了利用低成本六端口干涉儀基于瞬時頻率測量的高速諧振式SAW讀取器的設(shè)計方法。分析了六端口和延遲線的設(shè)計考量，執(zhí)行了微差測量裝置中確定彎梁上機(jī)械應(yīng)力的實(shí)驗。實(shí)驗結(jié)果表明，基于六端口的IFM可作為傳統(tǒng)的基于FFT SAW讀取器的有效替代方案，且能提高更新率。