基于級聯MZM 的12 倍頻抑制載波全雙工RoF 系統

王現彬，王穎莉，楊 潔，康元元

（石家莊學院 機電學院，河北 石家莊 050000）

在高速無線接入技術中，光載無線通信（RoF）集光纖通信和無線通信優勢于一體，受到研究者關注，而如何生成高頻率、低成本、寬調諧的毫米波信號是其中一個研究熱點[1-4]。在眾多毫米波生成方案中，基于馬赫曾德爾調制器（MZM）非線性效應的外部調制技術，以其結構簡單、頻譜純凈、易于調制等優點成為首選[5-6]。利用 MZM 生成毫米波有雙邊帶調制（DSB）、單邊帶調制（SSB）、光抑制載波調制（OCS）3 種方式[7-9]。DSB 實現結構簡單，但受功率周期性衰減效應影響嚴重；SSB 可以有效抑制功率周期性衰減效應，然而其調制效率及倍頻系數較低，應用廣度有限；OCS 抑制了不攜帶任何信息的中心載波，具有較高的倍頻能力、頻率效率及抗色散能力，但若將待傳數據同時調制到兩個邊帶后碼元時移效應影響加劇，會進一步限制系統性能。Zhang 等[10]提出了一種基于單MZM 的OCS 8 倍頻毫米波實現方案，由9 GHz 的射頻驅動信號產生72 GHz 的光生毫米波信號，當誤碼率（BER）在10-9時，下行鏈路傳輸20 km 后功率代價僅為0.9 dB。Muthu 等[11]采用雙平行MZM 實現了10 倍頻OCS 光生毫米波信號，下行鏈路傳輸20 km后功率代價為2.5 dB。張建明等[12]利用兩級MZM 串聯完成了6 倍頻全雙工RoF 系統，并利用波長相關的光纖布拉格光柵（FBG）實現邊帶分離以進行上行鏈路傳輸。這些文獻報道中所產生的毫米波信號倍頻系數相對較小，器件波長相關性較強，不易調整，且大部分只分析了下行鏈路系統的傳輸性能。為此，本文提出了一種兩級MZM 串聯的OCS 光生毫米波產生方案及全雙工RoF 系統，利用兩級MZM 在中心站（CS）串聯實現12 倍頻于射頻驅動信號的OCS 光生毫米波信號，在基站（BS）利用波長重用技術實現數據上行，并進行了性能仿真研究。本研究相關結果可為RoF 系統設計與實現提供參考。

1 理論分析

1.1 12 倍頻光生毫米波產生

本文所提出的級聯MZM 的12 倍頻OCS 光生毫米波產生結構如圖1 所示。假設激光器（LD）發出的連續光波為Ein(t)=A0exp(jω0t)。其中：A0和ω0為光信號的幅度和角頻率。射頻驅動信號為Er(t)=Arcos(ωrt)。其中：Ar和ωr為射頻驅動信號的幅度和角頻率。連續光波Ein(t)經過偏振控制器（PC）后耦合進入MZM1，而Er(t)分別控制MZM1 的兩射頻電極，且兩路信號反相，即上臂為v1(t)=Er(t)，下臂為v2(t)=-Er(t)=-v1(t)。此時MZM1 的輸出光場為

式（1）中：IL 為插入損耗；γ 為上下兩臂的分光比，一般取γ=0.5。Vbias1和Vbias2為MZM1 上下臂的直流偏置電壓，令Vbias1=0 V，Vbias2=4 V。VπDC為直流半波電壓，VπRF為射頻半波電壓，且VπDC=VπRF=Vπ=4 V。利用貝塞爾函數將式（1）展開為

式中：J2n+1為2n+1 階第一類貝塞爾函數；β=πAr/Vπ，稱為調制指數。從式（2）可以看出，MZM1 輸出的光信號中心載波和偶數階邊帶得到了抑制，只保留了奇數階邊帶。在進行理論分析時，設Er(t)的幅度Ar為4.632 V，由此可算得β=3.636。圖2 給出了第一類奇數階貝塞爾函數曲線，更高階的貝塞爾函數曲線由于值過小而被忽略。由圖2 可以看出，當β=3.636 時，J7(β)≈0，J3(β)=0.404，J1(β)=J5(β)=0.096，即Eo1(t)中只包含±1、±3 和±5 階邊帶，且±3 階邊帶峰值功率最大，而更高階的邊帶由于其值過小在頻譜中沒有顯示出來。

圖1 12 倍頻OCS 光生毫米波產生結構

圖2 第一類奇數階貝塞爾函數

MZM2 與MZM1 設置完全相同，射頻驅動信號Er(t)經過電相移器（PS）相移90°后接入MZM2 兩射頻電極，且兩路反相，MZM2 的輸出光場進行貝塞爾展開后為

與式（2）相同，式（3）中n 取0、1、2。將式（2）代入式（3）化簡得

由式（4）可以看出，此時光頻譜中只存在±2 階、±6 階和±10 階邊帶。結合圖2 可知，±6 階邊帶峰值功率最大，±10 階邊帶次之，±2 階邊帶峰值功率最小。隨后，該光信號經過摻鉺光纖放大器（EDFA）放大后借助光纖傳輸到接收端，在接收端PIN 光電二極管拍頻得到光生毫米波信號。忽略PIN 光電二極管噪聲影響，拍頻后光生電流為

其中R 為PIN 光電二極管響應度。從式（5）可以看出，電流i(t)中包含4 項內容：第1 項為直流量，會被直接濾除；后3 項分別為射頻驅動信號的4 倍頻、12倍頻和16 倍頻射頻量，4 倍頻和16 倍頻射頻量幅度相等，結合圖2 可知其值遠遠小于12 倍頻射頻量，即最終所產生的光生毫米波信號中以12 倍頻射頻量為主。

1.2 電、光頻譜影響因素分析

利用光學仿真軟件按照圖1 所示構建系統并進行了仿真研究。仿真時除前述相關參數外，LD 中心頻率為193.1 THz，線寬為10 MHz。射頻驅動信號Er(t)頻率為5 GHz。兩個MZM 消光比設定為100 dB（理想狀態）。EDFA 增益及噪聲指數分別為20 dB 和5 dB。光纖長度設定為0 km，即進行背靠背（BTB）傳輸。PIN 光電二極管響應度為1 A/W，暗電流為10 nA，忽略熱噪聲影響。最后，采用光譜儀和射頻儀進行頻譜觀測。

圖3(a)為采用兩級MZM 串聯所產生的OCS 光信號頻譜圖。從圖3(a)中可以看出，±2 階邊帶幅度幾乎可以忽略，±6 階邊帶峰值功率最大，其與±10 階邊帶的光邊帶抑制比（OSSR）為38.44 dB，該結果與式（4）理論分析完全一致。圖3(b)為利用射頻儀所觀測的電毫米波信號頻譜圖，在20 GHz（4 倍頻于射頻驅動信號）和80 GHz（16 倍頻于射頻驅動信號）處存在2個幅度相同的射頻雜散波，與60 GHz（12 倍頻于射頻驅動信號）射頻頻譜相比，射頻雜散抑制比（RFSSR）為30.7 dB，展示出了較為純凈的射頻頻譜。該結果也與式（5）所述基本一致，印證了本研究理論推導的正確性。

圖3 OCS 光信號頻譜圖及12 倍頻毫米波信號頻譜圖

由于實際系統的不理想性，MZM 消光比（ER）、電PS 的相移擾動及調制指數β 變化等因素都會對OCS 光譜及12 倍頻毫米波頻譜產生影響，進而影響系統性能。為對實際系統設計提供理論參考，分別探討了上述3 種因素的影響。圖4 給出了ER 變化對RFSSR 的影響。可以看出，最初階段隨著ER 增大，RFSSR 線性增大，當ER 超過30 dB 后，RFSSR 基本維持在30 dB 不再變化，故實際MZM 的ER 不應低于30 dB。圖4 中放大插圖為ER=15 和ER=30 時所對應的OCS 光信號頻譜圖。當ER 較小時，低階邊帶上的峰值功率較大，從而拉低了±6 階邊帶上的峰值功率，拍頻后造成RFSSR 下降。

圖4 MZM 消光比對RFSSR 的影響

圖5 所示為電PS 擾動對OSSR 和RFSSR 的影響。可以看出，OSSR 和RFSSR 基本呈現出對稱分布，當電PS 擾動為0（即電PS 相移為90°）時，OSSR 和RFSSR 最大，分別為37.39 dB 和30.27 dB。當OSSR和RFSSR 最低為15 dB 時，其對應的擾動范圍分別為88.1°～91.9°和89.2°～90.9°，即該系統OSSR 對相移擾動有更大的承受能力，而RFSSR 對相移擾動更為敏感，其原因是PIN 光電二極管拍頻與相移有關。

圖5 電PS 擾動對OSSR 和RFSSR 的影響

圖6 所示為調制指數β 變化與OSSR 和RFSSR 的對應關系。圖6 曲線分布與圖5 基本相似。當β=3.636時OSSR 和RFSSR 最大，分別為37.39 dB 和30.27 dB，這與圖5 的峰值相同，即都是在所有參數最優的情況下得到的OSSR 和RFSSR。當OSSR 和RFSSR 最低為 15 dB 時，其對應的調制指數波動范圍分別為3.58～3.70 和3.61～3.66，同樣RFSSR 對調制指數變化也較為敏感。

圖6 調制指數β 對OSSR 和RFSSR 的影響

2 RoF 全雙工系統

為進一步驗證本文所提的OCS 光生毫米波產生方案的有效性，建立了如圖7 所示的全雙工RoF 系統。在CS 站采用波分復用技術（WDM）實現±6 階上邊帶或下邊帶的單邊帶調制，以減小碼元時移效應的影響；在BS 端結合載波重用技術實現上行鏈路數據傳輸，以節省BS 站激光源；在用戶端引入自零差解調技術實現基帶信號自解調，來降低對本地射頻源的需求。

CS 站發射機采用圖1 所示結構，產生以±6 階邊帶為主的光OCS 載波。經EDFA 放大后，利用WDM技術經分插復用器（DEMUX）將±6 階邊帶濾出，通過合理設置DEMUX 帶寬，將±10 階邊帶濾除，使光頻譜更為純凈，更容易拍頻產生純凈的射頻信號。隨后，采用幅度調制（AM）將基帶信號S(t)加載到+6階邊帶上，再與-6 階邊帶通過合波器（MUX）進行合波，實現單邊帶調制，進而可有效降低碼元時移效應的影響。信號經下行鏈路光纖傳輸后到達BS 站，由功率分束器（PowerS）將光信號分成兩路，一路經PIN 光電二極管拍頻產生電射頻信號，并經過發射天線傳輸到用戶端（該模塊仿真時省略）。到達用戶端后，采用自零差解調技術實現基帶信號解調，通過低通濾波器（LPF1）濾波后進行系統性能觀測。由PowerS分出的另一路光信號借助DEMUX 將未調制的-6 階邊帶取出，作為上行鏈路載波使用。該載波與用戶端數據S1(t)進行AM 調制后上行傳輸，到達CS 站經PIN2光電轉換，再經LPF2 濾波后送至BERT2 進行系統性能觀測。仿真時下行鏈路S(t)數據速率為3 Gb/s，上行鏈路S1(t)數據速率為2 Gb/s。DEMUX 帶寬為10 GHz，中心頻率分別與±6 階邊帶對應。光纖衰減系數為0.2 dB/km，色散系數為16.75 ps/(nm·km)，色散斜率為0.075 ps/(nm2·km)，有效纖芯面積為80 μm2，ER、相移及調制指數β 采用最優值，其他參數與前文相同。

圖7 全雙工RoF 系統結構圖

圖8 為下行和上行鏈路在不同傳輸距離時所對應的眼開度代價。可以看出，眼開度代價隨傳輸距離增大而增大。當傳輸距離小于30 km 時，下行鏈路眼開度代價較大，傳輸距離超過30 km 后上行鏈路眼開度代價高于下行鏈路。在眼開度代價為1 dB 時，上行鏈路傳輸距離為35 km，而下行鏈路則達到44 km，表現出了較好的系統性能。圖8 中放大插圖分別為1 dB眼開度代價時下行鏈路和上行鏈路所對應的眼圖。

圖9(a)展示了下行鏈路接收機光功率與BER 的對應關系，而圖9(b)則展示了上行鏈路接收機光功率與BER 的對應關系。從圖9(a)可以看出，BTB 傳輸和30 km 距離傳輸時BER 都隨接收機光功率增大而減小。當BER=10-9時，BTB 傳輸所對應的接收機光功率為-37.18 dBm，而傳輸30 km 后所對應的接收機光功率為-36.39 dBm，功率代價為0.79 dB。上行鏈路功率代價更小，僅為0.07 dB，如圖9(b)所示。整體而言，此全雙工RoF 系統性能較為優秀。

圖8 眼開度代價隨傳輸距離變化曲線

3 結論

本文提出了一種基于級聯MZM 的OCS 光生毫米波實現方案及全雙工RoF 系統。本方案通過設置MZM偏置電壓和射頻驅動信號幅度，只保留±6 階光邊帶，再結合PIN 光電二極管拍頻產生12 倍頻毫米波信號。在理想狀態下其對應的OSSR 和RFSSR 分別為38.44 dB和30.7 dB。在此基礎上分別探討了ER、電PS 擾動及調制指數β 對OSSR 和RFSSR 的影響，仿真結果表明ER 影響較小，而電PS 擾動及調制指數β 波動需進行控制。結合WDM 技術、波長重用技術及自零差解調技術，進行了基于本方案的全雙工RoF 系統研究，結果顯示傳輸30 km 時下行鏈路和上行鏈路對應的功率代價分別為0.79 dB 和0.07 dB。該12 倍頻OCS 光生毫米波產生方案實現結構簡單、倍頻系數大、頻譜高效且純凈，仿真結果表明基于該方案的全雙工RoF系統傳輸性能較為優秀，能夠有效滿足RoF 通信需求。